Synkron kombinert omformer. Reparasjon av elektronisk utstyr - erfaring, utvikling, tips Synkron nedtrappkonverter
Dette eksemplet er resultatet av "redesigning" av designet som er omtalt i kapittel 3.15.1, som viser hvordan man kan integrere synkrone likerettere i strømforsyningen.
Når du designer en synkron switching-strømforsyning, bør du være veldig forsiktig når du velger en kontrollbrikke. For å maksimere effektiviteten og minimere okkupert plass, mottar den gjennomsnittlige synkrone kontrolleren mye frihet i systemet, noe som gjør det bare egnet for applikasjonen spesifisert av brikkeleverandøren. Mange finesser av arbeid kan ikke bestemmes uten en fullstendig lesing av spesifikasjonen. Hver gang jeg for eksempel prøver å utvikle en synkron omformer og prøve å bruke ferdige kretsløp, må jeg kaste bort tre eller fire prosjekter. Dette skyldes det faktum at jeg kom over uventede funksjonelle moduser som ikke kan omgås eller modifiseres på grunn av det faktum at noen funksjoner ikke kan vises på noen av kontaktene. Unødvendig å si, slike barrierer oppstår alltid i veien for dem som vil gjøre noe annet enn å bare kopiere veletablerte løsninger.
Sluttkretsen til den aktuelle omformeren er vist på fig. 4.19.
Prosjektspesifikasjon
Inngangsspenningsområde: 0-14 VDC. Utgangsspenning: +5 VDC. Nominell utgangsstrøm: 2 A. Over strømgrense: 3 A.
Utgangsrimpelspenning: +30 mV (dobbel amplitude). Utgangsinstabilitet: ± 1%. Maksimal arbeidstemperatur: + 40 ° C
Black Box Predesign Estimates
Utgangseffekt: +5 V ■ 2 A \u003d 10 W (maks.). Inngangseffekt: P ut / estimert effektivitet \u003d 10 W / 0,9 \u003d 11,1 W. Nøkkeltap: (11,1 - 10) W 0,5 \u003d 0,5 W Tap på den begrensende dioden: (11,1 - 10) W ■ 0,5 \u003d 0,5 W.
Gjennomsnittlig innsatsstrøm
Lav signalinngang: 11,1 W / 10 V \u003d 1,11 A.
Høy signalinngang: 11,1 W / 14 V \u003d 0,8 A.
Estimert maksimal strøm: 1,4 / ou t (nominell) \u003d 1,4 ■ 2,0 A \u003d 2,8 A.
Ønsket driftsfrekvens er 300 kHz.
Induktordesign (se avsnitt 3.5.5)
De verste driftsforholdene er med høy inngangsspenning.
Her: ^ n (maks) er maksimal mulig inngangsspenning; V oul - utgangsspenning; / ou t (mm) - strøm ved lavest forventet belastning; / sw - driftsfrekvens.
Som induktor bør du velge en ringformet kjerne for overflatemontering av et plastmonteringspanel med J-formede terminaler. Mange produsenter har standard overflatemonteringsinduktorer. La oss velge D03340P-333-modellen fra Coilcraft med en induktans på 33 μH.
Valg av felt MOSFET-transistortast og synkron likeretter
Nøkkelen skal være en kraftig MOSFET med en n-type kanal og transformatorkobling. For å spare plass på kretskortet, bruker vi en MOSFET med en dobbel n-kanal i SO-8-pakken. Maksimal inngangsspenning er 14 VDC, og derfor er en spenning på FDs på +30 V eller mer akseptabel. Maksimal strøm er 2,8 A.
Det første trinnet i valgprosessen vil være å bestemme den maksimale motstanden R DS (op) for de nødvendige MOSFET-ene. Vi finner den ved å sjekke temperaturmodellen (se vedlegg A):
Det er også ønskelig å holde varmeavledningsnivået for denne anordningen på mindre enn 1 W, slik at estimatet av RDS (på) ikke skal være mindre enn:
Vi velger en FDS6912A dual-channel MOSFET med en motstand i konduktivitetstilstand på 28 mΩ ved F Gs \u003d 10 V i SO-8 pakken.
Synkron diode
Parallelt med den interne dioden til MOSFET, skal Schottky-dioden med en nominell verdi på omtrent 30% av den kontinuerlige verdien av den synkrone MOS-transistoren være slått på. Dette vil gi omtrent 0,66 A ved 30 V. Vi bruker MBRS130-dioden. Med en strømstyrke på 0,66 A gir denne dioden et forspenningsfall på 0,35 V.
Alternativt valg
Fairchild Semiconductor produserte på dette tidspunktet en Schottky-diode integrert med en MOSFET, og denne parallelle dioden er plassert direkte på silisiumkrystallen til transistoren (SyncFET).
SyncFET inneholder en MOSFET med en n-kanals motstand på 40 mOhm, kombinert med den faktiske SyncFET-motstanden på 28 mOhm. Denne varen har nummeret FDS6982S.
Utgangskondensator (se avsnitt 3.6)
Kapasiteten til utgangskondensatoren bestemmes av følgende formel:
Den viktigste "bekymringen" for både inngangs- og utgangskondensatorene er krusningsstrømmen som kommer inn i kondensatoren. I dette eksemplet er ringstrømmen identisk med vekselstrømmen til induktoren. Maksimumsgrensene for induktorstrømmen er 2,8 A for / rek og omtrent halvparten av den maksimale utgangsstrømmen, dvs. 1.0 A. Således er krusningsstrømmen 1,8 A (dobbel amplitude), eller den estimerte RMS er 0,6 A (omtrent 1/3 av den dobbelte ringamplitude).
Vi vil bruke en tantalkondensator for overflatemontering, siden den vanligvis bare viser 10-20% av ESR for elektrolytiske kondensatorer. I tillegg vil vi redusere vurderingene av kandidater med 30% ved en omgivelsestemperatur på +85 C.
De beste kondensatorene som passer til vårt formål er produsert av AVX. De har en veldig lav ESR og kan dermed fungere med svært høye strømkretsnivåer. Disse kondensatorene er eksepsjonelle. Vi inkluderer parallelt følgende to elementer:
AVX kondensator:
TPSE107M01R0150-100 uF (20%), 10 V, 150 mOhm, 0,894 A ™;
TPSE107M01R0125 - 100 μF (20%), 10 V, 125 mOhm, 0,980 A ™.
Nichicon kondensator: F751A107MD - 100 μF (20%), 10 V, 120 mOhm, 0,920 Amis-
Inngangsfilterkondensatorer (se avsnitt B.1 og B.2)
Denne kondensatoren mottar en strømbølge med samme form som nøkkelen: en trapesformet bølge med en innledende strøm på omtrent 1 A, stiger til 2,8 A, og med veldig bratte kanter. Inngangsfilterkondensatoren fungerer under mye mer alvorlige forhold enn utgangsfilterkondensatoren. La oss vurdere RMS-verdien til en trapesformet bølge som en superposisjon av to former: rektangulær med en topp på 1 A og trekantet med en topp på 1,8 A. Dette gir en RMS-score på 1,1 A.
Kapasitansen til inngangsfilterkondensatoren beregnes med formelen:
Ved høyspenningsnivåer har kondensatorer lavere kapasitans. Dermed skal disse være to 100 uF kondensatorer koblet parallelt. Følgende AVX-kondensatorer er kandidater for denne rollen:
TPS107M020R0085 - 100 μF (20%), 20 V, 85 mOhm, 1,534 A ™;
TPS107M020R0200 - 100 μF (20%), 20 V, 200 mOhm, 1,0 A ™.
Valg av kontrollbrikke (W)
Nødvendige egenskaper for nedtrappings-kontrollbrikken:
1. Evnen til å jobbe direkte fra inngangsspenningen.
2. Gjeldende overbelastningsbegrensning (dobbel amplitude).
3. Drivere med push-pull-utgangstrinn på MOSFET-er.
4. Kontroller forsinkelsen mellom nøkkelen og MOS-transistorene til den synkrone likeretteren.
Det er veldig få synkrone nedtrappingsregulatorer på markedet som ikke er designet for mikroprosessorbruk i lokal stabilisering ved spenninger fra +5 til +1,8 V (dvs. V DD \u003d +12 V og V in \u003d +5 V). Det er også mikrokretser som har nok funksjoner for konklusjoner, slik at de lett kan tilpasses applikasjonens behov. Jeg droppet umiddelbart to produkter fra to ledende selskaper i California (ikke stein meg) og fant bare ett produkt som kom opp til meg: UC3580-3 fra Unitrode / TI.
Den interne referansespenningen som leveres til feilforsterkeren er 2,5 V ± 2,5%.
Innstilling av driftsfrekvens (R7, R8 og C8)
Motstand R8 lader klokkekondensatoren C8, mens R7 lader den ut. For det første er det nødvendig å bestemme omformerens maksimale driftssyklus. Siden utgangsspenningen er omtrent 50% av det laveste inngangsspenningsnivået, velger vi maksimal driftssyklus på 60%. I henhold til spesifikasjonen får vi:
Maks. Driftssyklus \u003d L8 / (L8 + 1,25 R7) eller L8 \u003d 1,875 R7.
Ladetiden er 0,6 / 300 kHz eller maksimalt 2 μs. Parametertabellene for klokkekondensatoren indikerer en verdi på 100 pF, som er liten nok og ikke sprer mye energi. La oss dvele ved det. Dermed vil motstanden R8 være lik:
R8 \u003d 2,0 μs / 100 pF \u003d 20 kΩ;
R1 \u003d 20 kOhm / 1.875 \u003d 10,66 kOhm (aksepter 12 kOhm).
Volt-sekunders begrenser (R4 og C5)
Den valgte mikrokretsen implementerer en metode for å begrense direkte kommunikasjon med maksimal pulsvarighet. Med økende inngangsspenning reduseres den forventede driftspulsvarigheten i bukkomformeren. RC-oscillatoren er direkte koblet til inngangsspenningen, og tidsavbruddet er omvendt proporsjonalt med inngangsspenningen. Timeout-varigheten er satt omtrent 30% lengre enn forventet driftspulsvarighet. Hvis passeringselementet forblir ledende i det øyeblikk volt-sekundoscillatoren er i en timeout-tilstand, er passeringselementet låst.
Vi velger en kondensator C5 også med en kapasitet på 100 pF, siden klokkefrekvensen er omtrent den samme som oscillatoren. Dette gir en motstand på R4 på omtrent 47 kΩ.
Innstilling av forsinkelsestid mellom MOSFET-er
gjennomføringselement og synkron likeretter
Det vil være mulig å beregne koblingsforsinkelser, som beskrevet i kapittel 3.7.2, men på prototypetrinnet må du fortsatt justere motstanden til fo(R6). For vår anvendelse er en startverdi på 100 ns egnet. En typisk forsinkelse i overgangen til en MOSFET til ledningstilstanden er omtrent 60 ns.
Brikken produserer en asymmetrisk forsinkelse. Basert på grafen i spesifikasjonen, gir en motstand på 100 kOhm en innkoblingsforsinkelse på omtrent ett element gjennom passering og en avstengningsforsinkelse på 180 ikke.
På prototypetrinnet kan denne forsinkelsen reduseres. Forsinkelser med denne lengden gjør at diodene fører strøm for lenge, noe som resulterer i for mye tap.
Shutter Control Transformer Design (T1)
Portkontrolltransformatoren er en veldig enkel lineær transformator med et transformasjonsforhold på 1: 1. Det har ikke noen ekstraordinære krav, siden det er en meget lav effekttransformator med vekselstrømskobling (bipolar magnetisk flux) som opererer med en frekvens på 300 kHz.
Vi velger en ferrittkjerne med en diameter på omtrent 10 mm, for eksempel K 5 T10x2.5 × 5 (B sat \u003d 3300 G) fra TDK eller 266T125-3D3 (B sat \u003d 3800 G) fra Philips.
Som angitt i avsnitt 3.5.3, er antall svinger for å sikre magnetisk induksjon på 1000 G (0,1 T), eller 0,3 B sat,:
Portkontrolltransformatoren vil ha en bifilar vikling når to identiske ledninger (omtrent # 30 AWG) vikles samtidig i like svinger. For enkelhets skyld vil transformatoren monteres på en overflatemonterbar sokkel med fire ledninger i form av en måkevinge.
Nåværende sensormotstand (R15) og motstandsavlesningsdeleren
spenning (R11 og R13)
Mikrokretsen gir bare en turkontakt med en aktiveringsterskel på minst 0,4 V. Vi introduserer modus "hikke" for overstrøm som en form for sikkerhetskopiering. For å minimere størrelsen på den gjeldende sensormotstanden bruker vi et av alternativene for strømbegrensende sensingskrets. Her vil 0,35 V bli introdusert av motstanden til motstandsdelingsspenningsfølingen (R14). Da vil motstanden R15 være:
R \\ 5 \u003d 0,05 V / 3 A \u003d 16,6 mOhm (aksepter 20 mOhm).
Den tilsvarende Dale-motstanden er WSL-2010-.02-05.
Et eksempel er lesestrømmen som strømmer gjennom en motstandsdelere for å lese en spenning på 1 mA. Dette gir den totale motstanden på R13 og R14 lik
R swn \u003d 2,5 V / 1 mA \u003d 2,5 kOhm.
I dette tilfellet er R14 \u003d 0,35 V / 1 mA \u003d 350 ohm (aksepter 360 ohm); R13 \u003d 2,5 kOhm - 360 Ohm \u003d 2,14 kOhm (aksepter 2,15 kOhm med en toleranse på 1%).
Deretter R11 \u003d (5,0 - 2,5) V / 1 mA \u003d 2,5 kOhm (aksepter 2,49 kOhm med en toleranse på 1%).
Spenning tilbakekoblingsløyfekompensasjon (se vedlegg B)
Dette er en lineær omformer som fungerer i spenningsmodus. For å sikre optimal varighet av forbigående prosesser, bruker vi den to-polede metoden og to “nuller” for kompensasjon.
Definisjon av kjennetegn "kontrollkrets - utgang"
]? Hva er reduksjonen eller svingningen i spenningen til strømforsyningen kan føre til for tidlig feil og til og med utbrenthet av deler av systemet ditt? Utvilsomt er nesten alle enige om at strømforsyninger til energikrevende applikasjoner må være holdbare og effektive. Men hva med topologien deres? Bør det være synkront eller asynkront? La oss se på fordeler og ulemper ved hver.
Strømalternativer for enheten din
Hvert elektronisk system trenger en strømkilde, og spenningen til strømkilden er vanligvis høyere enn hva applikasjonen krever. Se for deg at du har en 9 V kilde og at du må senke spenningen til 5 V. Systemet ditt krever flere alternativer:
- En enkel spenningsdelere med noen elementær regulator, for eksempel en zenerdiode. Zeneraldioden vil sammen med strømbegrensende motstand senke spenningen fra 9 V til 5 V, mens motstanden vil falle 4 V. Som et resultat vil vi få varme og energitap.
- 5-volt lineær regulator (LDO). Igjen tar du 9 V og får 5 V, og 4 V dråper på regulatoren. Hvis kretsen bruker 1 A, blir 4 W fordrevet på regulatoren. Og igjen kan du si at 4 watt ubrukt kraft går tapt i form av varme.
- DC / DC-omformer. Her pendler nøkkelen, som regel, med PWM-kontroll induktansspolen og kondensatoren som er koblet til utgangen. Når utgangsspenningen når 5 V, faller pulsbreddefaktoren til PWM-pulsen til nesten null. Nøkkelen bruker en veldig liten strøm, så strømavledningen er også liten. Dette er det klart mest effektive alternativet.
Inngangsspenningen til DC / DC-omformeren kan være hvilken som helst av standardseriene 6, 9, 12, 24 eller 48 V. Krafttransformatoren senker 120 V AC til et standard spenningsnivå. Deretter stabiliseres konstant spenning etter retting og filtrering for kommersiell eller industriell bruk. For eksempel er 48 V installert for telefonsystemer bestemt av spenningen til sikkerhetskopibatteriene. Hvis vekselstrømspenningen synker, vil backup-systemet koble seg til umiddelbart. En helt annen historie er bærbart utstyr. Disse enhetene kjører vanligvis på batterier, som umiddelbart gir en konstant spenning, men de trenger en stabilisert spenning. Siden batterispenningen synker over tid, må den økes, og først deretter stabiliseres. Så hvis systemet kjører på 3,3 V, bør du støtte disse 3,3 V, selv når batterispenningen synker.
Når du utvikler en strømkilde, kan du velge "som det ser ut for deg" en billig løsning, for eksempel den enkle spenningsdeleren og zenerdioden som er nevnt over. Merk at vi sa "det virker", billig, fordi vi ikke tok hensyn til annet enn en liste over komponenter. Disse tilnærmingene inneholder skjulte og ekstra kostnader for strømtap, noe som fører til større varmeavledning og forkorter levetiden til elektroniske komponenter i systemet. Legg merke til at LDO-kontrollere har svært lav lyd, men har ulemper som høy spredning, et stort spenningsfall og kortere batterilevetid.
I disse dager har utviklere byttet til DC / DC-omformere for å få den beste kombinasjonen av effektivitet, varmespredning, nøyaktighet, kortvarig respons og kostnader. Men veien til å designe det optimale DC / DC kraftsystemet kan være like kompleks som å navigere i et minefelt uten et kart. Driftstemperaturen til omformerne begrenser deres maksimale effekt, og stiger med en reduksjon i størrelsen på industrielt utstyr. I tillegg har de fleste enheter vanligvis lite tvangsavkjøling, eller ingen i det hele tatt. Så hvilket DC / DC-kretsalternativ er bedre?
Alternativer for DC / DC-krets: synkron eller asynkron topologi
Dette er to kompromissalternativer. Den asynkrone topologien er eldre, og er preget av effekttap på den eksterne Schottky-dioden. Disse tapene tilsvarer en forverring av effektiviteten. Her anbefaler vi synkron topologi fordi den gir høyere effektivitet og lar deg lage mer kompakte design på grunn av innebygd effektiv MOSFET. Denne grunnleggende forskjellen er illustrert i figur 1, som sammenligner blokkskjemaene for en asynkron omformer og en mer integrert synkron løsning.
Vi diskuterer energieffektivitet. I løpet av de siste årene har analoge IC-leverandører begynt å produsere synkrone DC / DC-omformere for å redusere effekttapet som oppstår i asynkrone kretsløp med deres eksterne Schottky-dioder. Den synkrone omformeren inneholder nå en MOSFET med lav arm, og erstatter den høye tapte eksterne Schottky-dioden. Kraften som blir spredt av denne MOSFET avhenger av motstanden til den åpne kanalen R ON, mens effekttapet ved Schottky-dioden bestemmes av dens forspenning V D. Med samme størrelsesorden på strømmen i begge kretsløp, er spenningsfallet over MOSFET vanligvis mindre enn på dioden, som et resultat av at spredningen i kretsen med MOSFET er lavere.
Kraften som blir spredt av dioden for en asynkron løsning, blir beregnet ved formelen:
Kraften P FET dissipert av MOSFET i den synkrone kretsen er:
Likevel er det meninger om at asynkrone nedtrappingsomformere har høyere effektivitet ved lave belastninger og høy driftssyklus, og at det ikke er en eneste omformer som vil ha optimal effektivitet i hele lastområdet. Utviklere av kraftsystemer igjen tvunget til å velge det minste av to onder?
For å svare på dette spørsmålet vurderer vi hva som i utgangspunktet skyldes den høye effektiviteten til den asynkrone omformeren med lette belastninger. Strømmen til induktoren i den asynkrone omformeren flyter bare i en retning og er aldri negativ; i synkron omformere flyter strømmen i begge retninger, og dette er ulempen (figur 2).
For å eliminere denne toveis strømstrømmen i synkrone omformere, innføres forskjellige modi for å oppnå "pseudo-asynkron" drift under lett belastning. Moderne DC / DC-omformere støtter tre modus (figur 3):
- PWM @ CCM: Pulsvidde-modulasjon (PWM) i kontinuerlig ledningsmodus (CCM). Her fungerer konverteren med en konstant frekvens, og induktorstrømmen I L kan bli negativ. Denne modusen gjør det mulig for omformeren, mens den opprettholder et minimumsnivå på kretsen for utgangsspenningen, raskt å reagere på endringer i belastningen, selv når den er redusert til null. PWM @ CCM gir imidlertid den laveste effektiviteten ved lette belastninger.
- PWM @ DCM: pulsbreddemodulasjon i diskontinuerlig ledningsmodus (DCM). Denne tilnærmingen er også basert på en konstant koblingsfrekvens, men effektiviteten ved lave belastninger forbedres ved å eliminere strømmen av strøm I L i negativ retning. Fraværet av negative strømmer ved lave belastninger gjør denne løsningen lik asynkron.
- PFM med hviletilstand: Pulsfrekvensmodulasjon (PFM) med hvilemodus. Denne tilnærmingen øker effektiviteten ved å eliminere strømmen av strøm I L i negativ retning, samt slå av begge MOS-transistorer for å passere pulser ved lave belastninger. Under pulshopping går omformeren i hvilemodus når alle ubrukte interne kretser er slått av for å redusere strømforbruket. Modusen lar deg få best mulig effektivitet på grunn av størst effektivitet ved lette belastninger. Prisen for dette er en liten økning i produksjonen.
I området med laststrømmer fra medium til maksimum, fungerer alle modusene like. Forskjeller begynner å vises når belastningsstrømmen blir mindre enn halve størrelsen på induktorstrømmen.
Antar du at mesteparten av tiden vil systemet være i ventemodus (det vil si å bruke ved lav belastning), og at batteriets levetid er kritisk? Velg deretter modus for pulsfrekvensmodulering, siden det med en liten belastning gjør det mulig å oppnå den høyeste effektiviteten. Her er det imidlertid en subtilitet: det er nødvendig å sørge for at en økning i utgangspulsasjoner og en avtakning av transienter under PFM ikke vil påvirke driften av systemet i ventemodus.
Av største betydning for søknaden din er den kortvarige responsen under lett belastning? Da ville det beste valget være PWM @ CCM, da det gir den beste forbigående ytelsen, selv ved null belastning.
En rimelig avveining mellom de to modusene er PWM @ DCM-modus.
Endelige tanker
Teknologi går fremover. Bytte ut en ekstern Schottky-diode med en innebygd effektiv MOSFET, kombinert med multimodusdrift, gir overlegen effektivitet i moderne synkrone løsninger med minimale enhetsstørrelser. Det er på tide å ta i bruk den nye synkrone teknologien for å øke effektiviteten i de neste prosjektene dine. Det er enklere, kjøligere og bedre.
Jeg presenterer et annet diagram over en nedtrappingsomformer, i dette tilfellet en synkron, bygget på basis av HIP6004-brikken loddet fra det gamle hovedkortet.
Så, mikrokretsen er en lavspent PWM-kontroller, som er designet for å bygge synkrone bukkomformere i henhold til dollarens topologi med eksterne N-kanals MOSFET felteffekttransistorer.
Denne mikruha er en ideell løsning for å bygge nedtrappbare omformere i en bil, siden den er spesialtilpasset til å fungere fra 12 volt (den starter minst fra + 9,7 V, den maksimale strømforsyningen på databladet er + 15 V).
For helt åpne n-kanals feltarbeidere brukes en standard boosterpumpekrets (med en diode og kondensator), hvis spenning tilføres en spesiell BOOT-terminal.
I tillegg har HIP6004 en femsifret DAC, som lar, ved å endre kombinasjonen av signalnivåer ved VID0..VID4-inngangene, justere referansespenningen fra 1,3 til 2,05 V i 0,05V trinn, eller fra 2 til 3,5 V i 0 trinn , 1B, som igjen gjør det mulig å lage en spenningsomformer med en diskret justerbar utgang ved bruk av denne brikken (jo bredere rekkevidde, jo større trinn, jo smalere rekkevidde, desto mindre trinn). For å bygge en omformer med en justerbar utgang, kan du ganske enkelt hekte en mikrokontroller til bena på VID0..VID4 og ved å bruke den til å endre signalnivåene på disse bena, endre referansespenningen og følgelig utgangsspenningen til omformeren.
En annen funksjon ved denne brikken er tilstedeværelsen av en "myk" start, som lar deg først lade utgangskondensatorene med små pulser, og deretter går den direkte til reguleringen av utgangsspenningen.
Driftsfrekvensen til denne PWM-kontrolleren kan stilles inn på nytt over et veldig bredt område (fra 50 kHz til mer enn 1 MHz). Dette gjøres ved å installere en pull-up-motstand til RT spesialterminalen. Når RT-pinnen henger i lufta, er driftsfrekvensen 200 kHz. Hvis utgangen dras gjennom motstanden til bakken, øker frekvensen avhengig av verdien av opptrekksmotstanden. Hvis RT dras til makten, reduseres frekvensen. Se formler i databladet.
Hvilke andre godbiter har denne mikruhi? Vel, det er en POWER GOOD-utgang, det er en maksimal strømbegrensende krets. Kort sagt, mikruha er smart og interessant.
Krets (alternativ med fast utgangsspenning)
Hva er forskjellen mellom en synkron bukkomformer og en ikke-synkron bukk? Alt er veldig enkelt. I en konvensjonell omformer fra bakken til FASE er det en Schottky-diode som åpnes når den øvre transistoren er lukket. For å redusere effekttap satte de i synkronomformeren i stedet for denne dioden en annen felteffekttransistor (Schottky-dioden er fortsatt nødvendig, men i moderne feltapparater er det vanligvis en integrert en).
funksjoner:
L1, L2 er induktorer ved henholdsvis 10..15 μH og 1..3 μH. L1-spolen er viklet på en ring fra hovedkortet, og L2-spolen blir ganske enkelt revet derfra helt og ikke spolet på nytt. L2, C5 er et valgfritt LC-utdatafilter. Den lar deg redusere rippelen til utgangsspenningen og bruke utgangskondensatorene med en mindre karakter og tilsvarende størrelsen. Praksis viser at det er bedre å ta spoler viklet ikke med en ledning, men med flere.
C1 - elektrolytisk kondensator 220 uF x 16V for en utgang på 5 volt eller 470 uF x 16V for en utgang på 9,5 volt.
C2 - 0,1 μF keramisk kondensator (filter for mating av mikruhi, sett så nær føttene til mikruhi som mulig)
C3 - 0,1 μF keramisk kondensator (boosterkondensator, det pumpes på den over strømforsyningen for å kontrollere Polevik)
C4, C5 - elektrolytiske kondensatorer henholdsvis 100 μF x 16V og 220 μF x 16V (utgangsfilter)
C6, C7, C8 - 8,2 nF keramiske kondensatorer; 2,2 nF; 0,1 mikrofarader henholdsvis (mikruha binding, se datablad for detaljer)
C9 - 0,1 μF keramisk kondensator (mykstartkrets)
R1, R2 - motstander for spenningsdeleren. Referansespenningen til feilkomparatoren for vårt tilfelle (når VID0 ... VID4 er koblet til jord) er 2,05 volt. Basert på dette er formelen for beregning av utgangsspenningen avhengig av motstanden til skillelinjen: Vout \u003d 2,05 * (1 + R1 / R2). I vårt tilfelle får vi for en 5V utgang: R1 \u003d 10 kOhm, R2 \u003d 6,8 kOhm. For en utgang på 9,5V får vi R1 \u003d 10 kOhm, R2 \u003d 2,74 kOhm.
R3 er en motstand på 2 kΩ. Denne motstanden er i toppstrømgrensekretsen. Toppstrømmen beregnes med formelen: Ipk \u003d 200 μA * R3 / RDS (ON), der RDS (ON) er motstanden til den øvre transistoren i åpen tilstand).
R4, R5, R6 - 20 kΩ motstander; Henholdsvis 1,5 kOhm og 20 Ohm (mikruhi strapping, se datablad for detaljer).
D1 - en diode for en boosterpumpekrets (hvem som helst vil gjøre, jeg tok en glass smd diode fra hovedkortet)
T1, T2 - MOSFET transistorer i mini D-pakningskasser. I prinsippet vil alle MOSFET-er fra hovedkortet gå, for eksempel de samme, men disse ble valgt på grunn av sakens minimumsstørrelse.
Hvis RT-tappen trekkes til bakken gjennom en 23 kΩ-motstand, vil driftsfrekvensen være 371 kHz.
Variant av den ferdige enheten (ennå ikke fylt med varmt lim)
Den resulterende omformeren (med en frekvens på 371 kHz) med en inngangsspenning på 9,6 til 15 volt produserer stabile 5 eller 9,5 volt (avhengig av verdien av motstand R2). Det ble utført tester for belastninger opp til 3 ampere. For en 5-volts utgang var virkningsgraden omtrent 85,90%, og for en 9,5 volt utgang, omtrent 90,95,95%. Du kan beregne delemotstandene på nytt til hvilken som helst annen utgangsspenning.
De elektrolytiske kondensatorene må bøyes forsiktig mot brettet, spolene skal plasseres horisontalt, som et resultat vil hele strukturen vise seg å være ganske flat (mindre enn 1 cm tykk).
Etter produksjonen kan hele strukturen fylles med smeltlim, hvoretter alt dette vil se ut som en kompakt, tynn blokk. Du kan laste ned et trykt kretskort (DipTrace 2.0) her.
Kraftig nedtrappingsspenningsomformer fra en datamaskin som ikke fungerer. stalevik skrev 10. desember 2014
På bærbare datamaskiner brukes moderne kraftige synkron nedtrappingsspenningskonvertere. Jeg klarte å finne LA575-brettet fra en bærbar datamaskin som ikke fungerer, med et praktisk sted for omformeren. Generelt er det flere av dem på brettet, for å drive prosessor, nordbroen, skjermkortet, RAM og noen andre ting. Imidlertid vil ikke alle av dem gjøre det. For noen settes spenningen ved å bruke en kombinasjon av logiske signaler på terminalene VID1 ... VID6. 
Hvis du vil lage en justerbar omformer, må du nekte slike ordninger. Jeg valgte en RAM-strømforsyning. Her er hans diagram. 
Etter å ha gjennomgått hele databladet på tavlen, kunne jeg fremdeles ikke forstå hvilken maksimal strøm denne strømforsyningen kan gi. I følge databladet på TPS51117 er maksimal strøm 10A. Transistorer og induktor tåler en strøm på 20A.
Vi lodder de forstyrrende delene fra brettet og kutter omformeren forsiktig. 
Nå må du arkivere kantene på brettet med en fil eller sandpapir. Etter det, under lupen, må du sørge for at det ikke er lukking av de indre lagene etter å ha drukket. 
På brettet var de nødvendige delene - kondensatorer til inngangskretsen. Vi lodder dem og lodder på et lommetørkle. 
Lodd ledningene, to til inngangen, og to til utgangen. Det er bedre å ta ledningene tykkere, fordi strømmen vil være flere ampere. 
Som det fremgår av diagrammet, bør 5V strøm tilføres pinnene 4 og 10. Vi må supplere kretsen med en 5V spenningsstabilisator. 
Også SYSON signal (som 3V, men jeg koblet 5V gjennom en 1k motstand) skulle komme til pinne 1.
1,5V strømforsyningen er klar! Og hvis du trenger en annen spenning? Dataarket på TPS51117 sier at det kan regulere utgangsspenningen fra 0.75V til 5.5V. For å gjøre dette, må spenningen ved pinne 5 (VFB) tilføres fra utgangen gjennom en motstandsdel. I diagrammet er dette to motstander nederst til venstre. Jeg erstattet dem med en 20kΩ trimmermotstand. 
Etter litt tid tok jeg en video
Ken Marasco, analoge enheter
Smarttelefoner, nettbrett, digitale kameraer, navigasjonssystemer, medisinsk utstyr og mange andre bærbare, selvdrevne enheter inneholder ofte brikker laget av forskjellige teknologier. For drift av slike enheter kreves det som regel flere uavhengige strømkilder, og spenningen til hver er forskjellig fra spenningen til batteriet eller en ekstern nettverkskort.
Figur 1 viser et typisk laveffektsystem drevet av et Li-Ion-batteri. Batteriets spenningsområde er 3 ... 4,2 V, mens mikrokretser krever 0,8 V, 1,8 V, 2,5 V og 2,8 V. Det er enklest å få de nødvendige spenningene ved hjelp av LDO-stabilisatorer. Men dessverre vil all kraften som ikke brukes i belastningen bli spredt i form av varme, noe som gjør LDO-stabilisatorer ineffektive når V IN er betydelig høyere enn V OUT. Et utbredt, og det eneste tilfelle av vårt eksempel, som reduserer tap betydelig, er en pulsomformer som akkumulerer energi i magnetfeltet til induktansen og overfører den til belastningen med en annen spenning. Buck-omformerne (buck eller step-down) omtalt i denne artikkelen lar deg få lavere utgangsspenning enn inngangen. For boost-omformere (“boost” eller “step-up”), som vi vil vurdere i den neste artikkelen, er tvert imot utgangsspenningen større enn inngangsspenningen. Pulsomformere med en intern nøkkel MOS-transistor kalles koblingsregulatorer, mens omformere som krever eksterne krafttransistorer kalles koblingsregulatorer. De fleste laveffektive systemer bruker både LDO og pulsomformere, og bare med en rimelig kombinasjon av begge kan man oppnå de nødvendige tekniske og priskarakteristika for enheten.
| Figur 1 | |
Som det fremgår av figur 2, består spennkonverteren av to brytere, to kondensatorer og en induktans. Nøkkeldriveren må generere ikke-overlappende sekvenser med kontrollpulser, og sørge for at bare en nøkkel er lukket når som helst, og at det ikke er noen gjennomstrømmer i kretsen. I fase 1 er nøkkel B åpen og tast A lukket. Induktoren er koblet til inngangsspenningen V IN, og strøm strømmer gjennom den fra V IN til belastningen. I fase 2 er nøkkel A åpen, og B. er lukket. Induktans er koblet til bakken, og strømmen, som faller, overfører energien som er lagret i spolen til belastningen.
Pulsstabilisatorer kan fungere i kontinuerlig ledningsmodus (CCM), der induktansstrømmen aldri synker til , og i diskontinuerlig ledningsmodus (DCM), når induktorstrømmen kan være fraværende i noen tid. I svakstrømskonvertere er periodisk drift svært sjelden. Omformere er vanligvis konstruert på en slik måte at strømkretsen, betegnet som ΔI L i figur 2, er 20 ... 50% av den nominelle belastningsstrømmen.
I den ned-synkroniserte omformeren vist i figur 3, utfører p- og n-kanals MOS-transistorer funksjonen til henholdsvis tastene A og B. Begrepet "synkron" indikerer at en MOS-transistor brukes som den nedre tasten. Konvertere med en Schottky-diode i stedet for den nedre tasten kalles asynkron eller asynkron. I applikasjoner med lav effekt viser synkrone omformere bedre effektivitet på grunn av det lavere spenningsfallet over MOS-transistoren sammenlignet med Schottky-dioden. Effektiviteten til en synkron omformer med liten belastning kan imidlertid vise seg å være uakseptabelt lav hvis den nedre MOS-transistoren ikke slås av mens induktansstrømmen er null. Elimineringen av dette problemet krever flere kretsløsninger, noe som fører til brikkens kompleksitet og øker prisen.
I moderne synkroniserte bukkkonvertere med lav effekt er hoveddriftmodusen pulsbreddemodulasjon (PWM). I denne modusen er koblingsfrekvensen konstant, og pulsbredden (t ON) endres i samsvar med ønsket utgangsspenning. Gjennomsnittlig kraft som tilføres belastningen er proporsjonal med driftssyklus D, noe som gjør PWM til et effektivt middel for å kontrollere utgangseffekten.
MOS-taster styres av en PWM-kontroller for å stabilisere utgangen ved hjelp av tilbakemelding enten ved strøm eller spenning. Laveffekt-bukk-omformere opererer vanligvis med frekvenser fra 1 til 6 MHz. Høyere frekvenser tillater bruk av mindre induktanser, men gevinsten for dette er en reduksjon i effektiviteten, som faller med 2% for hver dobling av driftsfrekvensen.
Ved lite belastning er PWM ikke alltid den mest effektive løsningen. Tenk for eksempel på strømskjemaet til et skjermkort. Når du endrer scener, endres belastningsstrømmen til nedtrappkonvertereren som kontrollerer grafikkprosessoren. PWM i kontinuerlig ledningsmodus er i stand til å stabilisere effekten i et veldig bredt utvalg av utstrømmer, men når belastningen avtar, reduseres effektiviteten til omformeren raskt på grunn av en økning i den relative brøkdelen av strøm som forbrukes av omformeren selv. Derfor bruker nedtrappingsomformere designet for bærbare applikasjoner ekstra effektreduksjonsmetoder, for eksempel pulsfrekvensmodulering (PFM), pulshopping eller en kombinasjon av begge metodene.
Følgende oppstår når du går inn i strømsparingsmodus (PSM) i Analog Devices-nedkonverterere. En forskyvning legges til PWM-terskelen, som et resultat av hvilken utgangsspenningen begynner å stige og når en verdi som er omtrent 1,5% høyere enn det nominelle PWM-stabiliseringsnivået. For øyeblikket er PWM slått av, begge tastene er lukket, og brikken går i hvilemodus. Utgangskondensatoren C OUT begynner å tømme til V OUT synker til nivået der PWM-stabiliseringen gjenopprettes. Induktansen er tilkoblet, og V OUT begynner å stige igjen. Denne prosessen gjentas til laststrømmen overskrider den innstilte terskelen.
ADP2138 er en kompakt ned / ned DC / DC-omformer med en utgangsstrøm på 800 mA og en driftsfrekvens på 3 MHz. Et typisk koblingsskjema er vist i figur 4. Figur 5 illustrerer den gunstige effekten av PWM / PSM automatisk kobling av effektiviteten. I noen tilfeller gjør den variable svitsjefrekvensen i PSM-modus det vanskelig å filtrere ut forstyrrelser, så mange bukkkonvertere har en MODE-utgang (se figur 4), som lar brukeren tvinge PWM-modus, eller la konverteren skifte automatisk mellom PWM og PSM. I separate brikker kan MODE-pinnen brukes til å bytte dynamisk til laveffektmodus.
Nedtrappingsomformere forbedrer effektiviteten
Økt effektivitet forlenger driftstiden før du bytter eller lader batterier, noe som for nye bærbare enheter kan betraktes som en av de viktigste egenskapene. Når du for eksempel bruker ADP125 LDO-stabilisator (figur 6), er et Li-Ion-batteri i stand til å levere en strøm på 500 mA til en belastning med en spenning på 0,8 V. Stabilisatoreffektiviteten er lik
V UT / V IN × 100% \u003d 0,8 / 4,2 × 100%,
bare 19%. All ubrukt energi, 81% (1,7 W), ledes av chassiset i form av varme, noe som kan føre til at den bærbare enheten raskt blir overopphetet. ADP2138-pulsomformeren, hvis arbeidseffektivitet ved en inngangsspenning på 4,2 V og en utgangsspenning på 0,8 V er 82%, kan øke effektiviteten med mer enn 4 ganger og redusere varmeutviklingen. Derfor har det de siste årene vært en boom i utviklingen av nye pulsomformere for bærbart utstyr.
Sentrale begreper relatert til bukkkonvertere
Inngangsspenningsområde : Inngangsspenningsområdet til spennkonvertereren bestemmer den laveste tillatte spenningen til strømkilden. I referansebøker kan denne parameteren være representert med et veldig bredt spekter, men for effektiv drift av kretsen må V IN alltid overstige V OUT. For å få en stabilisert utgangsspenning på 3,3 V, må for eksempel inngangsspenningen overstige 3,8 V.
Egen strøm av forbruk eller strøm av den generelle konklusjonen (Ground or Quiescent Current) : Likestrømmen, vanligvis betegnet med bokstavene I Q, går ikke i belastningen. Jo lavere I Q, desto høyere er effektiviteten til enheten. I spesifikasjoner for mikrokretser, kan I Q gis for en rekke forhold, inkludert mikrokretslås, lett belastningsmodus, PFM- eller PWM-modus. Derfor er det best hvis valget av en nedtrappingsomformer som er mest egnet for applikasjonen som opprettes, er basert på faktiske data om enhetens effektivitet ved spesifikke driftsstrømmer og belastningsspenninger.
Avstengningsstrøm : Inngangsstrøm som forbrukes av omformeren er deaktivert av autorisasjonsutgang. Som regel for denne strømkonverteringsenheten med lav effekt er denne strømmen betydelig mindre enn 1 μA. Denne innstillingen er veldig viktig for bærbare batteridrevne enheter som har hvilemodus.
Utgangsspenningsnøyaktighet : Analoge enheter nedtrappingsomformere har høy stabiliseringsnøyaktighet. Så takket være fabrikkjusteringen overstiger ikke feilen til enheter med fast utgang ved en temperatur på 25 ° C ± 2%. Stabiliseringsnøyaktigheten er gitt i spesifikasjonene for forskjellige verdier av temperatur, inngangsspenning og laststrøm, og er i verste fall uttrykt i prosent.
Inngangsspenningsinstabilitet (linjeforordning) : Karakteriserer graden av påvirkning av endringer i inngangsspenning på utgangen ved nominell belastning.
Ustabilitet av utgangsspenningen når belastningen endres (lastregulering) : Denne parameteren er et mål på effekten av endringer i belastningsstrømmen på utgangsspenningen. Med en langsom belastningsendring kan de fleste nedtrappingsomformere stabilisere spenningen med veldig høy nøyaktighet.
Forbigående modus under belastningsendringer (Load Transients) : Forbigående feil kan oppstå under raske bølger i belastningsstrømmen, noe som kan forårsake bytte av modus fra PWM til PFM, og omvendt. Forbigående parametere er ikke alltid gitt i dokumentasjonen, men i de fleste beskrivelser kan du finne oscillograms som illustrerer reaksjonen på belastningsstøt under forskjellige driftsforhold.
Nåværende grense : Beskyttelseskretser er innebygd i bukkomformere som ADP2138 for å begrense mengden positiv strøm som strømmer gjennom p-MOS-bryter-transistoren og en synkron likeretter. Faktisk betyr dette å begrense strømmen som flyter fra inngang til utgang. En negativ strømbegrenser forhindrer at reversstrøm flyter fra belastningen i induktansen.
Soft Start : Dette er en viktig funksjon for spennkonverterere, som består i å kontrollere drepehastigheten til utgangsspenningen for å begrense inngangsstrømmen. En myk start lar deg forhindre spenning som er koblet til inngangen til omformerbatteriene eller kraftkilder med høy impedans. Den interne mykstart-syklusen starter etter at enheten er slått på ved å aktivere inngangen ENABLE (EN).
Oppstartstid : Tid mellom stigende kant på aktiveringssignalet og i det øyeblikket utgangsspenningen V OUT når 90% av det nominelle nivået. Verifisering av denne parameteren utføres vanligvis med stabil tilstand V IN når oppløsningsutgangen bytter fra OFF-tilstand til ON-tilstand. I tilfeller der EN- og V IN-terminalene er tilkoblet, kan tiden på tid øke betydelig, siden tilbakemeldingssløyfen tar tid å behandle feilen. Slå av tiden for spennkonverteren er en viktig parameter for applikasjoner der konverteren ofte slås av og på, dvs. først og fremst for bærbare enheter.
Thermal ShutDown - TSD : Hvis overgangstemperaturen overskrider den innstilte terskelen, slår beskyttelseskretsen av omformeren. Årsaken til krystalloppvarming kan være en stor belastningsstrøm, dårlig avkjøling av kretsen eller høy omgivelsestemperatur. Beskyttelseskretsen må nødvendigvis ha hysterese for å forhindre at omformeren slår seg på til krystalltemperaturen kommer tilbake til det innstilte driftsnivået.
100% driftssyklusmodus (100% driftssyklusdrift) : I tilfelle V IN-feil, eller når I LOAD øker, kan senkesstabilisatoren være på terskelen når p-MOS-transistoren må være åpen 100% av tiden og V OUT begynner å falle under ønsket nivå. ADP2138 setter kretsløpet glatt i denne modusen, og når inngangstilstanden endres, starter den umiddelbart på nytt i PWM-modus, og unngår utgangsspenningsspyd.
Bittast (utløserbryter) : På noen enheter, med veldig liten belastning, kan spenningen ved omformerens utgang forbli i noen tid etter at systemet går over i hvilemodus. Hvis den påfølgende oppstartsprosessen begynner før utladningen av utgangsspenningen er fullført, kan systemet bli blokkert eller ødelagt. ADP2139-omformeren har en innebygd motstand med en motstand i størrelsesorden 100 ohm, gjennom hvilken utgangen blir utladet etter at et lavt nivå er påført EN-inngangen, eller under en beskyttende avstengning av brikken.
Undervoltage Lockout - UVLO : Denne funksjonen sikrer at ingen spenning tilføres belastningen før inngangsspenningen til omformeren når den innstilte terskelen. Betydningen av blokkering er muligheten til å ekskludere strømforsyning til driftsnivået til inngangsspenningen er etablert.
søknad
Synkrone ned / ned DC / DC omformere med en utgangsstrøm på 800 mA og en driftsfrekvens på 3 MHz
ADP2138 og ADP2139 DC / DC buck-omformere er optimalisert for bruk i trådløse telefoner, personlige mediaspillere, digitale kameraer og andre bærbare enheter. Mikrokretsene kan fungere i tvungen PWM-modus, der utgangsspenningens krusning er minimal, eller de kan automatisk veksle mellom PWM og PSM for å øke effektiviteten under lett belastning. Inngangsspenningsområdet fra 2,3 til 5,5. Evnen til omformerne til å jobbe fra standard kraftkilder, inkludert litium, alkaliske og NiMH-batterier, bestemmes. Flere alternativer er tilgjengelige med en fast utgangsspenning fra 0,8 til 3,3 V, en belastningsstrøm på 800 mA og en nøyaktighet på 2%. En intern strømbryter og en synkron likeretter forbedrer effektiviteten til omformeren og reduserer antall nødvendige eksterne komponenter. ADP2139-brikken som er vist i figur A, utmerker seg ved tilstedeværelsen av en ekstra bitnøkkel. Chips er tilgjengelige i en kompakt 6-pinners WLCSP-pakke som er 1 × 1,5 mm i størrelse, fungerer i temperaturområdet fra -40 til +125 ° C, og i mye 1000 stk. solgt for $ 0,90 per instrument.
