1000W byttet strømforsyning Bryter strømforsyning Pulstransformatorer i BP

God dag til alle. La meg introdusere en kraftomformer for å drive en kraftig lydforsterker. Dessverre, spesielt god repeterbarhet. Derfor ble det besluttet å lage en slik strømkilde fra bunnen av. Det tok lang tid å designe, bygge og teste denne UPSen. Og nå, etter å ha fullført de siste testene (alle testene var vellykket), kan vi si at prosjektet er fullført og det kan settes på prøve av et respektert amatørradiostedspublikum 2 Schemes.ru

Utformingen av denne omformeren er flott for, og den ble faktisk utviklet for ham. Omformeren er ikke komplisert og må vellykket settes sammen av ikke for avanserte elektronikkingeniører. Det trenger ikke engang et oscilloskop for å kjøre, men selvfølgelig ville det være nyttig. Grunnlaget for strømforsyningskretsen er m / s TL494.

Den har kortslutningsbeskyttelse og må gi kontinuerlig effekt på 250 watt. Omformeren har også en ekstra utgangsspenning på +/- 9,12 V, som vil bli brukt til å drive forforsterkeren, viftene osv.

Pulskraftforsyning for forsterkerkretsen

Omformeren er laget i samsvar med dette skjemaet. Bordmål 150 × 100 mm.

Omformeren består av flere grunnleggende moduler som finnes i de fleste lignende PSU-er, for eksempel en ATX-strømforsyning. Sikringen, termistoren og linjefilteret, som består av C21, R21 og L5, går til en 220 V vekselstrømskilde. Deretter likeretter broen D26-D29, inngangskondensatorene til omformeren C18 og C19, og krafttransistorene Q8 og Q9 for å slå spenningen på transformatoren. Krafttransistorer styres av en ekstra T2-transformator, en av de mest populære PWM-kontrollerne - TL494 (KA7500). En strømtransformator T3 for måling av utgangseffekten er seriekoblet med primærviklingen. T1-transformatoren har to separate sekundærviklinger. Den ene av dem genererer en spenning på 2 × 35 V, og den andre 2 × 12 V. På hver av viklingene er det raske dioder D14-D17 og D22-D25, som totalt utgjør 2 likeretterbroer.

Etter å ha lastet +/- 34 V-linjen med en 14 Ohm-motstand, faller spenningen til +/- 31 V. Dette er et ganske bra resultat for en så liten ferrittkjerne. Etter 5 minutter ble D22-D25-dioden, hovedtransformatoren og MOSFET oppvarmet til en temperatur på ca. 50C, noe som er ganske trygt. Etter å ha koblet to kanaler på TDA7294, falt spenningen til +/- 30 V. Omformerelementene ble oppvarmet som en motstandsbelastning. Etter eksperimentering er utgangskretsen utstyrt med 2200uF kondensatorer og 22uH / 14A choker. Spenningsfallet er litt høyere enn for 6,8uH, men bruken av dem reduserer oppvarmingen av MOS-transistorer tydelig.

Utgangsspenning under belastning på begge utgangene med 20 W pærer:

Prinsippet for drift av en strømforsyning

Spenningen på 220 V blir utbedret av en bro med dioder D26-D29. Inngangskondensatorene C18 og C19 lades til en total spenning på 320 V, og siden omformeren opererer i et halvbrosystem, deler de dem i halvparten, noe som gir 160 V per kondensator. Denne spenningen er i tillegg balansert av motstandene R16 og R17. Takket være denne separasjonen kan T1-transformatoren kobles til en kanal. Deretter blir potensialet mellom kondensatorene behandlet som masse, den ene enden av primærviklingen er koblet til +160 V, den andre til -160 V. Koblingsspenningen til primærviklingen av transformatoren T1 utføres ved hjelp av en vekslende transistor N-MOSFET Q8 og Q9.

Kondensatoren C10 og primærviklingen av strømtransformatoren T3 er arrangert i serie med primærviklingen. En koblingskondensator er ikke nødvendig for betjening av kretsen, men den spiller en veldig viktig rolle - den beskytter mot ubalansert energiforbruk fra inngangskondensatorene, og derfor før en av dem lades til mer enn 200 V. Strømtransformatoren T3, også lokalisert i serie med primærviklingen, virker som kortslutningsbeskyttelse. Strømtransformatoren gir galvanisk isolasjon og lar deg måle mengden strøm redusert til nøyaktigheten av overføringen. Dens oppgave er å informere kontrolleren om mengden strøm som strømmer gjennom den primære viklingen T1.

Parallelt med den primære viklingen av hovedtransformatoren er det en såkalt pulsdempingskrets, som er dannet av C13 og R18. Det demper overspenninger som er begeistret når du bytter krafttransistorer. De er ikke farlige for MOS-transistorer, siden deres innebygde dioder effektivt beskytter mot overspenning ved avløp. Imidlertid kan spennings pigger ha negativ innvirkning på omformerens effektivitet, så det er viktig å eliminere dem.

MOSFET-er kan ikke styres direkte fra kontrolleren på grunn av endring i potensialet til topptransistorkilden. Transistorer styres ved hjelp av en spesiell transformator T2. Dette er en konvensjonell pulstransformator som fungerer i push-pull-modus og åpner krafttransistorer. Styringstransformatoren T2 har ved inngangen et sett med spenningskontrollelementer på viklingene, som i tillegg til å generere spenningen som er diktert av kontrolleren, beskytter mot forekomsten av kjernens demagnetiseringsspenning. En ukontrollert demagnetiseringsspenning ville holde transistoren åpen. Elementene som er direkte ansvarlige for å eliminere demagnetiseringsspenningen er dioder D7 og D9, samt transistorer Q3 og Q5. Under nedetid, når begge MOS-transistorer er lukket, strømmer strøm gjennom D7 og Q5 (eller D9 og Q3) og opprettholder en demagnetiseringsspenning på omtrent 1,4 V. Denne spenningen er sikker og kan ikke åpne krafttransistoren.

MOSFET spenningsbølgeform:

På bølgeformen kan du tydelig se øyeblikket da kjernen slutter å bli avmagnetisert av diodene D7 og D8 (D6 og D9) og begynner å bli magnetisert i motsatt retning av transistorer Q3 og Q4 (Q2 og Q5). I fasen av avmagnetiseringen av kjernen når spenningen ved porten T2 18 V, og i magnetiseringsfasen faller den til omtrent 14 V.
  Hvorfor brukes ikke en av IR-type drivere? Først av alt er kontrolltransformatoren mer pålitelig, mer forutsigbar. IR-sjåfører er veldig humørsyk og feilutsatt.

En vekslende spenning genereres ved den sekundære viklingen av hovedtransformatoren T1, så det er nødvendig å utbedre den. Likeretterens rolle spilles av likeretter raske dioder som genererer en symmetrisk spenning. Utgangstrossene er plassert bak diodene - deres tilstedeværelse påvirker effektiviteten til omformeren, og undertrykker overspenninger som lader utgangskondensatorene når en av krafttransistorene er på. Deretter utgangskondensatorer med forhåndsinnlastede motstander som forhindrer spenningen fra å stige til for høye verdier.

Puls IP-kontroller

Kontrolleren er basis for omformeren, så vi vil beskrive den mer detaljert. Omformeren bruker en TL494-kontroller med en innstilt driftsfrekvens den samme som i ATX strømforsyninger, dvs. 30 kHz. Omformeren har ikke stabilisering av utgangsspenningen, så kontrolleren opererer med en maksimal driftssyklus av pulser, som er 85%. Kontrolleren er utstyrt med et mykstartsystem som består av elementene C5 og R7. Etter å ha startet inverteren, gir kretsen en jevn økning i driftssyklusen fra 0%, noe som eliminerer ladningen av utkondensatorene. TL494 kan fungere fra 7 V, og en slik spenning, som forsyner bufferen til kontrolltransformatoren T2, genererer en spenning på portene på omtrent 3 V. Slike ufullstendig åpne transistorer vil produsere titalls volt, noe som vil føre til enorme effekttap og det er stor sannsynlighet for å overskride den farlige grensen. For å forhindre dette, beskyttes mot overspenningsfall. Den består av en motstandsdelere R4 - R5 og transistor Q1. Etter at spenningen synker til 14,1 V, tømmer Q1 mykstartkondensatoren, og reduserer dermed fyllingen til 0%.

En annen funksjon av kontrolleren er å beskytte omformeren mot kortslutning. Informasjon om primærstrømmen innhentes av kontrolleren gjennom strømtransformatoren T3. Sekundærstrømmen T3 strømmer gjennom en motstand R9, på hvilken en liten spenning synker. Informasjon om spenningen ved R9 gjennom potensiometeret PR1 føres til feilforsterkeren TL494 og sammenlignes med spenningen til motstandsdeleren R1 og R2. Hvis kontrolleren gjenkjenner spenninger over 1,6 V på PR1-potensiometeret, lukker den transistorene før de krysser en farlig grense og fikses via D1 og R3. Krafttransistorer forblir lukket til omformeren er startet på nytt. Dessverre fungerer denne beskyttelsen riktig bare på linjen +/- 35 V. Linjen +/- 12 V er mye svakere og i tilfelle kortslutning kan det være at det ikke er nok strøm til at beskyttelsen kan fungere.

Styringens strømkilde er transformatorløs ved bruk av kondensatormotstand. De to kondensatorene C20 og C24 forbruker reaktiv energi fra nettverket, og fører derfor til at strømmen strømmer, og lader filterkondensatoren Cl gjennom ensretteren D10-D13. Zener-dioden DZ1 beskytter mot for høy spenning på C1 og stabiliserer dem ved 18 V.

Pulstransformatorer i BP

Kvaliteten og ytelsen til en pulstransformator påvirker effektiviteten til hele omformeren og utgangsspenningen. Imidlertid utfører transformatoren funksjonen av ikke bare å konvertere strøm, men gir også galvanisk isolasjon fra 220 V-nettet og har dermed stor innvirkning på sikkerheten.

Slik lager du en slik transformator. For det første må det være en ferrittkjerne. Den kan ikke ha et luftspalte, halvdelene skal perfekt koble seg til hverandre. Teoretisk kan en toroidal kjerne brukes her, men det vil være ganske vanskelig å lage god isolasjon og vikling.

Vi anbefaler å ta hoved ETD34, ETD29 som en siste utvei, men da vil den maksimale kontinuerlige effekten ikke være mer enn 180 watt. De koster litt, så den beste løsningen ville være å få en skadet ATX strømforsyning. I tillegg til alle nødvendige transformatorer, inneholder utbrente PC-strømforsyninger mange flere nyttige elementer, inkludert linjefilter, kondensatorer, dioder og noen ganger TL494 (KA7500).

Transformatorer skal loddes forsiktig fra ATX-strømforsyningskortet, helst med en varmluftspistol. Etter lodding må du ikke prøve å demontere transformatoren fordi den vil gå i stykker. Transformatoren skal legges i vann og kokes. Etter 5 minutter, ta forsiktig halvdelene av kjernen gjennom vevet og skille. Hvis de ikke vil spre seg, ikke dra hardt - du vil ødelegge det! Sett tilbake og kok ytterligere 5 minutter.

Viklingsprosessen til hovedtransformatoren bør begynne med å telle mengden ledning som skal vikles. På grunn av den konstante driftsfrekvensen og den spesifiserte maksimale induksjonen, avhenger antall primære viklinger bare av tverrsnittsarealet til hovedkolonnen til ferrittkjernen. Den maksimale induksjonen er begrenset til 250 mT på grunn av halvbrudriften - her er asymmetrien til magnetiseringen enkel.

Formelen for å beregne antall svinger:

n \u003d 53 / Qr,

• Qr er tverrsnittsarealet til kjernekjernen, gitt i cm2.

For en kjerne med et tverrsnitt på 0,5 cm2 er det således nødvendig å vikle 106 svinger, og for en kjerne med et tverrsnitt på 1,5 cm2, er det bare 35 som kreves. Husk at du ikke skal vikle en halv sving - alltid rundt til ett pluss. Beregningen av antall sekundære viklinger er den samme som for enhver annen transformator - forholdet mellom utgangsspenningen og inngangsspenningen er nøyaktig lik forholdet mellom antall sekundære viklinger og antall primære viklinger.

Neste trinn er å beregne tykkelsen på viklingenes ledninger. Den viktigste tingen å vurdere når du beregner tykkelsen på ledningene er behovet for å fylle hele vinduet i kjernen med ledning - den magnetiske forbindelsen til transformatorviklingene avhenger av dette, og derfor fallet i utgangsspenningen. Det totale tverrsnittet av alle ledninger som går gjennom kjernevinduet, bør være omtrent 40-50% av tverrsnittet til hovedvinduet (hovedvinduet er stedet der ledningen passerer gjennom kjernen). Hvis du er den første til å vikle transformatoren, må du nærme deg disse 40%. Beregningene bør også ta hensyn til strømningene som strømmer gjennom viklingenes tverrsnitt. Typisk er strømtettheten 5 A / mm2, og denne verdien bør ikke overskrides; bruk av lavere strømtetthet er ønskelig. I simuleringen er den primære sidestrømmen 220 W / 140 V \u003d 1,6 A, så trådtverrsnittet skal være 0,32 mm2, så tykkelsen vil være 0,6 mm. På sekundærsiden vil en strøm på 220 W / 54 V være 4,1 A, noe som fører til et tverrsnitt på 0,82 mm og en reell trådtykkelse på 1 mm. I begge tilfeller ble det tatt høyde for det maksimale spenningsfallet under lasting. Det må også huskes at på grunn av hudeffekten av pulstransformatorer er trådtykkelsen begrenset av driftsfrekvensen - i vårt tilfelle er den maksimale trådtykkelsen 30 mm ved 30 kHz. I stedet for en tråd 1 mm tykk, er det bedre å bruke to tynnere ledninger. Etter å ha beregnet antall spoler og ledninger, sjekk om den beregnede fyllingen av kobbervindu er 40-50%.

Transformatorens primære vikling må plasseres i to deler. Den første delen av den primære (fra 35 svinger) dingler som den første, på en tom ramme. Det er nødvendig å opprettholde viklingsretningen til rammen - den andre delen av viklingen skal vikles i samme retning. Etter å ha viklet den første delen, er det nødvendig å lodde den andre enden til den overgangsforkortede tappen, som ikke er inkludert i brettet. Bruk deretter 4 lag isolasjonstape på viklingen og vikle hele sekundærviklingen - dette betyr viklingsmetoden. Dette forbedrer viklingens symmetri. Den neste sekundære viklingen for +/- 12 V kan vikles direkte på +/- 35 V viklingen på steder der en liten mengde ledig plass ble spart, og deretter fullstendig isolert med 4 lag isolasjonstape. Selvfølgelig er det også nødvendig å isolere stedene der endene av viklingen bringes til pinnene på huset. Som den siste viklingen, vik den andre delen av primærviklingen, alltid i samme retning som den forrige. Etter vikling kan du isolere den siste viklingen, men ikke nødvendigvis.

Når viklingene er klare, bretter du halvdelene av kjernen. Den beste og velprøvde løsningen er å bruke et bånd for å lime det med et bånd. Pakk kjernen flere ganger med isolerende tape.

Kontrolltransformatoren er laget som en hvilken som helst annen pulstransformator. En liten EE / EI hentet fra ATX strømforsyninger kan brukes som en kjerne. Du kan også kjøpe en toroidkjerne TN-13 eller TN-16. Antall viklinger avhenger som vanlig av tverrsnittet av kjernen.

Når det gjelder en toroidformel, er dette:

n \u003d 8 / Qr,

• hvor n er antall viklinger av primærviklingen,
• Qr er kjernetverrsnittsarealet gitt i cm2.

Sekundærviklinger må vikles med samme antall svinger som det primære, bare små avvik er tillatt. Siden transformatoren bare vil kontrollere ett par MOS-transistorer, er ikke tykkelsen på ledningen viktig, dens minste tykkelse er mindre enn 0,1 mm. I dette tilfellet 0,3 mm. Den første halvdelen av den primære viklingen må vikles sekvensielt - det isolerende laget - den første sekundære viklingen - det isolerende laget - den andre sekundære viklingen - det isolerende laget - den andre halvdelen av den primære viklingen. Retningen på viklingen av viklingen er veldig viktig, her må MOSFET-er slås på vekselvis, og ikke samtidig. Etter vikling kobler vi kjernen på samme måte som i forrige transformator.

Den nåværende transformatoren er lik den ovennevnte. Antall spoler her er vilkårlig, i prinsippet er antall viklinger av sekundærviklingen tilstrekkelig:

n \u003d 4 / Qr,

• hvor n er antall viklinger av sekundærviklingen,
• Qr er tverrsnittsarealet til kjernens omkrets gitt i cm2.

Men siden strømningene her er veldig små, er det bedre å alltid bruke et større antall svinger. På den annen side er det viktigere å opprettholde et passende forhold mellom antall svinger på begge viklingene. Hvis du bestemmer deg for å endre dette forholdet, må du justere verdien på motstand R9.

Her er formelen for å beregne R9 avhengig av antall svinger:

R9 \u003d (0,9Ω * n2) / n1,

• hvor n2 er antall viklinger av sekundærviklingen,
• n1 er antall viklinger av primærviklingen.

Med en endring i R9 er det også nødvendig å endre C7 tilsvarende. Gjeldende transformator er lettere å vikle på en toroidkjerne, vi anbefaler TN-13 eller TN-16. Imidlertid kan du lage en transformator på en W-kjerne. Hvis du pakker transformatoren på en toroidkjerne, må du først vikle sekundærviklingen med et stort antall svinger. Deretter et isolerende tape og til slutt en primær vikling med en tråd 0,8 mm tykk.

Beskrivelse av kretselementer

Nesten alle elementene finnes i ATX-strømforsyningen. Dioder D26-D29 med en nedbrytningsspenning på 400 V, men det er bedre å ta litt høyere, minst 600 V. En ferdig likeretter finner du i ATX strømforsyning. Det anbefales også å bruke diodebroer for å drive regulatoren minst 600 V. Men de kan være billige og populære 1N4007 eller lignende.

Zeneraldioden, som begrenser regulatorens forsyningsspenning, må tåle en effekt på 0,7 W, så dens nominelle effekt skal være 1 W eller mer.

Kondensatorer C18 og C19 kan brukes med en annen kapasitans, men ikke mindre enn 220 mikrofarader. Kapasitans større enn 470 uF bør heller ikke brukes på grunn av for høy strøm når du kobler omformeren til nettverket og store størrelser - de kan ganske enkelt ikke passe på brettet. Kondensatorer C18 og C19 er også plassert i hver ATX-strømforsyning.

Krafttransistorer Q8 og Q9 er veldig populære IRF840, tilgjengelig i de fleste elektroniske butikker for 30 rubler. I prinsippet kan du bruke andre 500 V MOS-transistorer, men dette vil innebære en endring i motstandene R12 og R13. Sett til 75 ohm gir en lukkeråpning / stengetid på omtrent 1 μs. Alternativt kan de erstattes med enten 68 - 82 Ohm.

Buffere foran MOSFET-innganger og kontrolltransformator I, på BD135 / 136-transistorer. Eventuelle andre transistorer med en nedbrytningsspenning høyere enn 40 V, som BC639 / BC640 eller 2SC945 / 2SA1015, kan brukes her. Det siste kan rives fra ATX strømforsyninger, skjermer osv. Et veldig viktig element i omformeren er C10 kondensator. Det skal være en polypropylenkondensator tilpasset høye strømstrømmer. En slik kondensator er lokalisert i ATX strømforsyninger. Noen ganger er det noen ganger årsaken til strømbrudd, så du må sjekke den nøye før du lodder inn i kretsen.

D22-D25-dioder, som korrigerer spenningen +/- 35 V, brukte UF5408 koblet parallelt, men den beste løsningen ville være å bruke enkelt BY500 / 600-dioder, som har lavere spenningsfall og høyere nominell strøm. Hvis mulig, bør disse diodene loddes på lange ledninger - dette vil forbedre kjøling.

Induktorer L3 og L4 er viklet på toroidpulverkjerner fra ATX strømforsyninger - de er preget av en dominerende gul farge og hvit farge. Nok kjerner med en diameter på 23 mm, 15-20 svinger på hver av dem. Imidlertid har tester vist at de ikke er behov - omformeren fungerer uten dem, når sin kraft, men transistorene, dioder og kondensator C10 blir varmere på grunn av de pulserende strømningene. Induktorer L3 og L4 øker effektiviteten til omformeren og reduserer feilhastigheten.

Likerettere D14-D17 +/- 12 V har stor innflytelse på effektiviteten til denne linjen. Hvis denne linjen vil gi forforsterkeren, flere vifter, en ekstra hodetelefonforsterker og for eksempel en nivåindikator, bør dioder brukes minst 1 A. Hvis linjen +/- 12 V imidlertid bare vil drive forforsterkeren, som trekker opp til 80 mA , kan du til og med bruke her 1N4148. Induktorer L1 og L2 er praktisk talt unødvendige, men deres tilstedeværelse forbedrer filtrering av forstyrrelser fra strømnettet. I ekstreme tilfeller kan 4,7 ohm-motstander brukes i stedet.

Spenningsbegrenserne R22 og R23 kan bestå av en serie effektmotstander koblet i serie eller parallelt for å oppnå en motstand med høyere effekt og tilsvarende motstand.

Start og oppsett av inverter

Etter å ha etset brettene, begynn å sette sammen elementene, fra de minste til de største. Det er nødvendig å lodde alle komponenter bortsett fra L5-induktoren. Etter å ha fullført monteringen og kontrollert tavlen, sett PR1-potensiometeret til venstre plassering og koble nettspenningen til INPUT 220 V. Kondensatoren C1 må ha en spenning på 18 V. Hvis spenningen stopper ved ca 14 V, betyr dette et problem å kontrollere transformatoren eller krafttransistorene, det vil si en kortslutning i kontrollkretsen. Oscilloskopeiere kan sjekke spenningen over transistorportene. Hvis kontrolleren fungerer som den skal, må du kontrollere at MOSFET er riktig koblet.

Etter å ha slått på 12 V strømforsyning og kontrollerens strømforsyning, skal det vises en +/- 2 V linje på +/- 35 V. Linjen. Et slikt tilfelle betyr at transistorene styres riktig, vekselvis. Hvis lyspæren på 12 V strømforsyningen var slått på og det ikke var spenning ved utgangen, ville dette bety at begge krafttransistorene åpnes samtidig. I dette tilfellet må kontrolltransformatoren kobles fra, og ledningene til en av sekundærviklingene til transformatoren må skiftes. Lodd deretter transformatoren tilbake og prøv igjen med en 12 V strømforsyning og en lampe.
  Hvis testen er vellykket, og vi får en +/- 2 V utgang, kan du slå av lampens strømkilde og lodde induktansen L5. Fra dette øyeblikket skal omformeren fungere fra et 220 V nettverk gjennom en 60 W lampe. Etter at du har koblet til nettverket, skal lyset blinke kort og umiddelbart slå seg helt av. Utgangen skal vises +/- 35 og +/- 12 V (eller annen spenning avhengig av forholdet mellom transformatorhastigheten).

Last dem med en liten strøm (for eksempel fra elektronisk belastning) for testing, og lyset ved inngangen vil begynne å gløde litt. Etter denne testen må du bytte omformeren direkte til nettverket, og koble en belastning med en motstand på omtrent 20 ohm til +/- 35 V-linjen for å kontrollere effekten. PR1 bør justeres slik at omformeren ikke slås av etter lading av ovnen. Når omformeren begynner å varme opp, kan du sjekke spenningsfallet på +/- 35 V-linjen og beregne utgangseffekten. En test på 5-10 minutter er nok til å kontrollere omformerens effekt. I løpet av denne tiden vil alle komponenter i omformeren være i stand til å varme opp til sin nominelle temperatur. Det er verdt å måle temperaturen på MOSFET-radiatoren, den skal ikke overstige 60C ved en omgivelsestemperatur på 25C. Til slutt er det nødvendig å laste inverteren med forsterkeren og stille potensiometeret PR1 så langt som mulig til venstre, men slik at omformeren ikke slås av.

Omformeren kan tilpasses alle strømkrav fra forskjellige UMZCH. Ved utformingen av platen prøvde de å gjøre den så universell som mulig for installasjon av forskjellige typer elementer. Plasseringen av transformatoren og kondensatorene lar deg montere en ganske stor radiator av MOS-transistorer langs hele lengden på brettet. Etter riktig bøying av terminalene til diodebroene, kan de installeres i et metallhus. En økning i kjøleribben gjør det mulig å øke konverterens effekt opp til 400 W. Da må du bruke transformatoren på ETD39. For denne endringen kreves kondensatorene C18 og C19 ved 470 μF, C10 ved 1,5-2,2 μF og bruk av 8 BY500 dioder.

Denne artikkelen fokuserer på 2161 Second Edition (SE) Switching Power Supply-serien basert på IR2161-kontrolleren.

• Kortslutning og overbelastningsbeskyttelse;
• Auto reset kortslutningsbeskyttelse;
• Frekvensmodulering "dither" (for å redusere EMR);
• Mikrostrømoppstart (for en første oppstart av kontrolleren er en strøm på ikke mer enn 300 μA tilstrekkelig);
• Mulighet for dimming (men vi er ikke interessert);
• Kompensasjon av utgangsspenningen (en slags spenningsstabilisering);
• Myk start;
• Adaptiv Dead Time ADT;
• Kompakt kropp;
• Den er laget på blyfri teknologi (Leed-Free).

Jeg vil gi noen viktige for oss tekniske spesifikasjoner:

Maksimal inn- / utgående strøm: +/- 500 mA
  En tilstrekkelig stor strøm gir deg muligheten til å administrere kraftige nøkler og bygge på basis av denne kontrolleren ganske kraftige vekslende strømforsyninger uten bruk av ekstra drivere;

Maksimal strøm forbrukt av kontrolleren: 10mA
  Med fokus på denne verdien, er strømkretsene til mikrokretsen designet;

Minimum driftsspenning for regulatoren: 10,5V
  Med en lavere verdi på forsyningsspenningen går regulatoren i UVLO-modus og svingningen stopper;

Minimum stabiliseringsspenning for zenerdioden integrert i regulatoren: 14,5V
  En ekstern zenerdiode må ha en stabiliseringsspenning som ikke er høyere enn denne verdien for å unngå skade på mikrokretsen på grunn av overstrømssjang til COM-tappen;

CS-pinnespenning for overbelastningsbeskyttelse: 0,5V
  Minimum spenning ved CS-terminal hvor beskyttelse mot overbelastning utløses;

CS-pinnespenning for kortslutningsbeskyttelse: 1V
  Minste spenning på CS-terminalen hvor beskyttelsen mot kortslutning oppstår;

Driftsfrekvensområde: 34 - 70 kHz
  Driftsfrekvensen er ikke direkte innstilt og avhenger bare av strømmen som forbruket bruker

Standard dødstid: 1μS
  Det brukes i tilfelle manglende evne til å arbeide i adaptiv dødtid (ADT) modus, så vel som i fravær av belastning;

Soft Start Frequency: 130 kHz
  Frekvensen som kontrolleren opererer i soft start-modus;

Hovedoppmerksomheten bør nå rettes mot hvilke driftsformer for mikrokretsen som finnes, og i hvilken sekvens de er plassert i forhold til hverandre. Jeg vil fokusere på beskrivelsen av prinsippet om drift av hver av blokkene i kretsen, og jeg vil beskrive mer kort sekvensen av deres arbeid og betingelsene for overgang fra en modus til en annen. Jeg begynner med en beskrivelse av hver av blokkene i kretsen:

Under-spenning låsemodus (UVLO)   - modus som regulatoren befinner seg i når forsyningsspenningen er under minimumsgrenseverdien (ca. 10,5V).

Soft Start Mode - en driftsmodus der reguleringsoscillatoren fungerer i kort tid med økt frekvens. Når oscillatoren slås på, er frekvensen av driften i utgangspunktet veldig høy (ca. 130 kHz). Dette fører til det faktum at utgangsspenningen til omformeren vil være lavere, siden transformatoren til strømforsyningen har en fast induktans, som vil ha en høyere impedans ved en høyere frekvens, og følgelig reduseres spenningen på primærviklingen. En redusert spenning vil naturlig føre til redusert strøm i belastningen. Når CSD-kondensatoren lader fra 0 til 5V, vil svingningsfrekvensen gradvis avta fra 130 kHz til driftsfrekvensen. Varigheten av mykstart-skanningen vil avhenge av kapasitansen til CSD-kondensatoren. Siden CSD-kondensatoren også stiller avstengningstiden og deltar i driften av spenningskompensasjonsenheten, må dens kapasitans være strengt 100 nF.

Problemet med myk start.   Jeg vil være helt ærlig og nevne det faktum at når det er en stor kapasitet filterkondensatorer ved utgangen fra strømforsyningen, fungerer ikke mykstarten ofte og IIP starter umiddelbart ved driftsfrekvensen, og omgår den myke startmodusen. Dette skjer på grunn av det faktum at de utladede kondensatorene i sekundærkretsen på starttidspunktet har en veldig lav iboende motstand og krever en veldig høy strøm for å lade dem. Denne strømmen forårsaker en kortvarig beskyttelse mot kortslutning, hvoretter kontrolleren umiddelbart starter på nytt og bytter til RUN-modus, ved å omgå softstart-modus. Du kan takle dette ved å øke induktansen til strupene i sekundærkretsen, og stå rett etter likeretteren. Induktorer med høy induktans strekker ladeprosessen til, med andre ord kondensatorene lades med en mindre strøm, men lengre tid. En lavere ladestrøm får ikke beskyttelsen til å starte ved oppstart og lar den myke starten normalt utføre sine funksjoner. I tilfelle, angående dette spørsmålet, henvendte jeg meg til produsentens tekniske support, som jeg fikk svar på:

"En typisk halogenomformer har vekselstrømutgang uten likeretter eller utgangskondensatorer. Myk start fungerer ved å redusere frekvensen. For å sikre en jevn start, må transformatoren ha betydelig lekkasje. Dette bør imidlertid være mulig i ditt tilfelle. Prøv å plassere induktoren på sekundærsiden av broen dioder til kondensatoren.

Vennlig hilsen.
  Infineon-teknologier
Steve Rhyme, Support Engineer "

Mine forutsetninger om årsaken til det mislykkede arbeidet med mykstart viste seg å være riktige, og dessuten ble til og med måten å håndtere dette problemet tilbudt meg det samme. Og igjen, for å være helt ærlig, bør det legges til at bruk av spoler med økt induktans, relativt til de som vanligvis brukes ved utgangen av IIP, forbedrer situasjonen, men ikke eliminerer problemet fullstendig. Likevel kan dette problemet tolereres med tanke på at ved inngangen til IIP er det en termistor som begrenser startstrømmen.

Kjør modus   Når mykstart er fullført, går systemet i drift med spenningskompensasjon. Denne funksjonen gir en viss stabilisering av konverterens utgangsspenning. Kompensasjon av spenning skjer på grunn av en endring i driftsfrekvensen til omformeren (økning av frekvensen reduserer utgangsspenningen), selv om nøyaktigheten til denne typen "stabilisering" ikke er høy, er den ikke-lineær og avhenger av mange parametere og er derfor ikke lett forutsigbar. IR2161 overvåker laststrømmen gjennom en strømmotstand (RCS). Toppstrøm blir oppdaget og forsterket i kontrolleren, og virker deretter på CSD-pinnen. Spenningen på CSD-kondensatoren, i driftsmodus (spenningskompensasjonsmodus), vil variere fra 0 (ved minimum belastning) til 5V (ved maksimal belastning). I dette tilfellet vil generatorfrekvensen variere fra 34 kHz (Vcsd \u003d 5V) til 70 kHz (Vcsd \u003d 0V).

Det er også mulighet for å justere tilbakemeldinger til IR2161, som vil gjøre det mulig å organisere nesten fullstendig stabilisering av utgangsspenningen og gjøre det mulig å overvåke og opprettholde den nødvendige spenningen ved utgangen mer nøyaktig:

Vi vil ikke vurdere denne ordningen i detalj i rammen av denne artikkelen.

Slå av modus   IR2161 inneholder et automatisk automatisk avstengningssystem med to stillinger som oppdager både en kortslutning og en overbelastningstilstand for omformeren. Spenningene ved pinne CS brukes til å bestemme disse forholdene. Hvis konverteringsutgangen blir kortsluttet, vil en veldig stor strøm strømme gjennom tastene og systemet bør stenge av i flere perioder i nettverket, ellers vil transistorene raskt bli ødelagt på grunn av termisk sammenbrudd i krysset. CS-pinnen har en turforsinkelse for å forhindre falsk utløsing, enten på grunn av en innstrømningsstrøm ved oppstart eller under kortvarig strøm. Nedre terskel (når Vcs\u003e 0,5< 1 В), имеет намного большую задержку до отключения ИИП. Задержка для отключения по перегрузке приблизительно равна 0,5 сек. Оба режима отключения (по перегрузке и по короткому замыканию), имеют автоматический сброс, что позволяет контроллеру возобновить работу примерно через 1 сек после устранения перегрузки или короткого замыкания. Это значит, что если неисправность будет устранена, преобразователь может продолжить нормально работать. Осциллятор работает на минимальной рабочей частоте (34 кГц), когда конденсатор CSD переключается к цепи отключения. В режиме плавного пуска или рабочем режиме, если превышен порог перегрузки (Vcs > 0,5V), lader IR2161 CSD raskt til 5V. Når spenningen på CS-terminalen er større enn 0,5V og når 1V kortslutningsterskel overskrides, vil CSD lade fra 5V til regulatorens forsyningsspenning (10-15V) på 50 ms. Når Vcs er større enn 0,5V men mindre enn 1V, lades CSD fra 5V til forsyningsspenningen på omtrent 0,5 sekunder. Det må huskes og tas i betraktning det faktum at høyfrekvente pulser med 50% driftssyklus og en sinusformet konvolutt vises på CS-utgangen - dette betyr at bare på toppen av nettspenningen vil CSD-kondensatoren lades i trinn, i hver halvsyklus. Når spenningen over CSD-kondensatoren når forsyningsspenningen, blir CSD-en utladet til 2,4V og omformeren starter opp igjen. Hvis feilen fortsatt er til stede, begynner CSD å lade igjen. Hvis feilen forsvinner, utløses CSD til 2,4 V, og deretter vil systemet automatisk gå tilbake til driftsmodus for spenningskompensasjon.

STANDBY-modus, ventemodus   - modus der regulatoren er i tilfelle utilstrekkelig forsyningsspenning, mens den ikke bruker mer enn 300 μA. I dette tilfellet er oscillatoren naturlig slått av og IIP fungerer ikke, det er ingen spenning ved utgangen.

blokker Feil timing Mode, Delay and Fault Mode, selv om de er vist i flytskjemaet, men faktisk ikke er kontrollerens driftsmodus, kan de mest sannsynlig tilskrives overgangstrinnene (Delay and Fault Mode) eller betingelsene for overgang fra en modus til en annen (Fault Timing Mode).

Nå skal jeg beskrive hvordan det hele fungerer sammen:
Når strømmen tilføres, starter kontrolleren i UVLO-modus. Så snart regulatorens forsyningsspenning overstiger minimumsspenningsverdien som er nødvendig for stabil drift, bytter kontrolleren til mykstartmodus, starter oscillatoren med en frekvens på 130 kHz. CSD-kondensatoren er glatt ladet opp til 5V. Når de eksterne kondensatorene lader, reduseres oscillatorfrekvensen til driftsfrekvensen. Dermed går kontrolleren inn i RUN-modus. Så snart regulatoren går i RUN-modus, tømmes CSD-kondensatoren øyeblikkelig til bakkepotensialet og kobler den interne nøkkelen til spenningskompensasjonskretsen. Hvis starten av IIP ikke skjer på tomgang, men under belastning, vil CS-utgangen ha et potensielt proporsjonalt med belastningsverdien, som gjennom regulatorens interne kretsløp vil virke på spenningskompensasjonsenheten og forhindre at CSD-kondensatoren fullstendig tømmes etter at mykstarten er fullført. På grunn av dette vil starten ikke skje med maksimal frekvens for driftsområdet, men med frekvensen som tilsvarer belastningen ved utgangen fra IIP. Etter å ha byttet til RUN-modus, fungerer kontrolleren i henhold til situasjonen: enten forblir den i denne modusen til du blir sliten og slår av strømforsyningen fra stikkontakten, eller ... I tilfelle overoppheting går kontrolleren i FAULT-modus, oscillatoren slutter å fungere . Etter avkjøling av brikken, oppstår en omstart. I tilfelle av overbelastning eller kortslutning, går regulatoren i feil timing-modus, mens den eksterne CSD-kondensatoren øyeblikkelig kobles fra spenningskompensasjonsenheten og kobles til frakoblingsenheten (CSD-kondensatoren stiller i dette tilfellet forsinkelsestiden for at kontrolleren skal slås av). Driftsfrekvensen reduseres øyeblikkelig til et minimum. Ved overbelastning (når spenningen på CS-terminalen\u003e 0,5< 1 В), контроллер переходит в режим SHUTDOWN и выключается, но происходит это не мгновенно, а только в том случае, если перегрузка продолжается дольше половины секунды. Если перегрузки носят импульсный характер с продолжительностью импульса не более 0,5 сек, то контроллер будет просто работать на минимально возможно частоте, постоянно переключаясь между режимами RUN, Fault Timing, Delay, RUN (при этом будут отчетливо слышны щелчки). Когда напряжение на выводе CS превышает 1В, срабатывает защита от короткого замыкания. При устранении перегрузки или короткого замыкания, контроллер переходит в режим STANDBY и при наличии благоприятных условий для перезапуска, минуя режим софт-старта, переходит в режим RUN.

Nå som du forstår hvordan IR2161 fungerer (jeg håper det), vil jeg fortelle deg om selve strømforsyningen basert på den. Jeg vil øyeblikkelig advare om at hvis du bestemmer deg for å montere en koblingsstrømforsyning basert på denne kontrolleren, så bør du montere IIP-ene basert på den nyeste, mest avanserte kretsen på det tilsvarende kretskortet. Derfor vil listen over radioelementer nederst i artikkelen kun gis for den siste versjonen av strømforsyningen. Alle mellomutgaver av IIP vises bare for å demonstrere prosessen med å forbedre enheten.

Og den første IIP som vil bli diskutert betinget navngitt av meg 2161 SE 2.

Hoved- og nøkkelforskjellen til 2161 SE 2 er tilstedeværelsen av en selvforsyningskrets for kontroller, som eliminerte avkjøling av slukkemotstand og følgelig økte effektiviteten med flere prosent. Andre ikke mindre viktige forbedringer ble også gjort: optimalisering av PCB-oppsettet, lagt til flere utgangsterminaler for å koble belastningen, lagt til en varistor.

IIP-skjemaet vises på bildet nedenfor:

Den selvfôrende kretsen er bygd på VD1, VD2, VD3 og C8. På grunn av det faktum at selvforsyningskretsen ikke er koblet til et lavfrekvent 220V-nettverk (med en frekvens på 50Hz), men til primærviklingen av en høyfrekvent transformator, er kapasiteten til en selvslukkende kondensator (C8) bare 330pF. Hvis selvfôring ble organisert fra et lavfrekvent nettverk på 50 Hz, og kapasiteten til den slukkende kondensatoren måtte økes med en faktor 1000, sier det seg selv at en slik kondensator ville ta mye mer plass på kretskortet. Den beskrevne selvfôringsmetoden er ikke mindre effektiv enn selvfôring fra en egen transformatorvikling, men den er mye enklere. Zener-dioden VD1 er nødvendig for å lette driften av den innebygde zener-dioden til regulatoren, som ikke er i stand til å spre betydelig kraft og uten installasjon av en ekstern zener-diode kan ganske enkelt brytes, noe som vil føre til et fullstendig tap av mikroskretsen. Stabiliseringsspenningen VD1 skal være i området 12-14V og bør ikke overstige stabiliseringsspenningen til kontrollerens innebygde zenerdiode, som er omtrent 14,5V. Som VD1 kan du bruke en zenerdiode med en stabiliseringsspenning på 13V (for eksempel 1N4743 eller BZX55-C13), eller bruke flere zenerdioder koblet i serie, noe jeg gjorde. Jeg koblet to Zener-dioder i serie: den ene på 8.2V, den andre på 5.1V, noe som til slutt ga en resulterende spenning på 13.3V. Med denne tilnærmingen til å drive IR2161, faller ikke kontrollerens forsyningsspenning og avhenger praktisk talt ikke av mengden last som er koblet til utgangen fra IIP. I dette skjemaet er R1 bare nødvendig for å starte kontrolleren, så å si, for det første sparket. R1 er litt varm, men ikke så mye som det var i den første versjonen av denne strømforsyningen. Å bruke en høymotstandsmotstand R1 gir en annen interessant egenskap: spenningen ved utgangen til IIP vises ikke umiddelbart etter at du har slått på nettverket, men etter 1-2 sekunder, når C3 lades til en minste spenning på 2161 (ca. 10,5V).

Begynnende med denne IIP og i alle påfølgende, brukes en varistor ved inngangen til IIP, den er designet for å beskytte IIP fra å overskride inngangsspenningen over den tillatte verdien (i dette tilfellet - 275 V), og den undertrykker også veldig høyspenningsforstyrrelser ved ikke å la dem inn i inngangen til IIP fra nettverk og uten å frigjøre forstyrrelser fra IIPS tilbake til nettverket.

I den sekundære strømforsyningslikretteren til strømforsyningsenheten, påførte jeg SF54-dioder (200V, 5A), to parallelt. Diodene er plassert i to etasjer, terminalene til dioden skal være så lange som mulig - dette er nødvendig for bedre varmefjerning (terminalene er en slags radiator for dioden) og bedre luftsirkulasjon rundt diodene.

Transformatoren i mitt tilfelle er laget på kjernen fra en datamaskin strømforsyningsenhet - ER35 / 21/11. Den primære viklingen har 46 svinger i tre 0,5 mm ledninger, to sekundære viklinger på 12 svinger i tre 0,5 mm ledninger. Input og output chokes er også hentet fra en datamaskin PSU.

Den beskrevne strømforsyningsenheten er langsiktig (uten begrensning i driftstid), og kan levere 250W til en belastning, og 350W på kort tid (ikke mer enn ett minutt). Når du bruker denne IIP i dynamisk lastmodus (for eksempel for å drive en klasse B- eller AB-lydfrekvenseffektforsterker), er det mulig å drive UMZCH med en total utgangseffekt på 300W (2x150W i stereo) fra denne koblingsstrømforsyningen.

Bølgeformen på transformatorens primære vikling (uten snubber, R5 \u003d 0,15 Ohm, 190W utgang):

Som det fremgår av bølgeformen, med en utgangseffekt på 190 W, reduseres operasjonsfrekvensen til IIP til 38 kHz, ved tomgang fungerer IIP med en frekvens på 78 kHz:

Fra oscillogrammene er det i tillegg tydelig synlig at det ikke er noen utliggere på grafen, og dette kjennetegner utvilsomt positivt denne IIP.

Ved utgangen fra strømforsyningen, på en av skuldrene, kan du se følgende bilde:

Krusninger har en frekvens på 100 Hz og en krusningsspenning på omtrent 0,7 V, som kan sammenlignes med krusninger ved utgangen fra en klassisk, lineær, ustabil strømforsyning. Til sammenligning siterer jeg et oscillogram tatt mens jeg jobbet med samme utgangseffekt for en klassisk strømforsyning (kondensatorskapasitet 15000 μF i skulderen):

Som det fremgår av oscillogramene, er rippelen til forsyningsspenningen ved utgangen fra svitsjekraftforsyningen lavere enn for en klassisk strømforsyning med samme kraft (0,7 V for IIPS, mot 1V for en klassisk blokk). Men i motsetning til den klassiske strømforsyningen, er en liten høyfrekvent støy merkbar ved utgangen fra IIP. Det er imidlertid ingen signifikante høyfrekvente forstyrrelser eller utslipp. Krusningsfrekvensen til forsyningsspenningen ved utgangen er 100 Hz, og det skyldes krusningen av spenningen i den primære IPS-kretsen via + 310V-bussen. For ytterligere å redusere krusningen ved utgangen fra IIP, er det nødvendig å øke kondensatoren til kondensatoren C9 i primærkretsen til strømforsyningsenheten eller kapasitansen til kondensatorene i den sekundære kretsen til strømforsyningsenheten (den første er mer effektiv), og for å redusere høyfrekvente forstyrrelser, bruk choker med høyere induktans ved utgangen fra IIP.

Kretskortet er som følger:

Følgende IIP-ordning, som vil bli diskutert -   2161 SE 3:

I ferdig form ser strømforsyningen som er montert i henhold til denne ordningen slik ut:

I kretsen er det ingen grunnleggende forskjeller fra SE 2, forskjellene angår hovedsakelig kretskortet. I kretsen ble det bare lagt snubblere i sekundærviklingene til transformatoren - R7, C22 og R8, C23. Rangeringene av portmotstandene økes fra 22Ω til 51Ω. Rangeringen av kondensatoren C4 er redusert fra 220uF til 47uF. Motstand R1 er satt sammen fra fire 0,5 W-motstander, noe som gjorde det mulig å redusere oppvarmingen av denne motstanden og redusere kostnadene for designen litt. i mitt område er fire halv watt motstand billigere enn en to watt. Men muligheten til å installere en to-watt motstand forble. I tillegg ble rangeringen av den selvfyllende kondensatoren økt til 470pF, det var ikke mye mening i dette, men som et eksperiment dette ble gjort, er flyturen normal. Som likeretterdioder i sekundærkretsen brukes MUR1560 dioder i TO-220-pakken. Optimalisert og redusert PCB. Dimensjonene til kretskortet SE 2 er 153x88, mens kretskortet SE 3 har dimensjoner - 134x88. Kretskortet er som følger:

Transformatoren er laget på kjernen fra en datamaskin strømforsyningsenhet - ER35 / 21/11. Den primære viklingen har 45 svinger i tre 0,5 mm ledninger, to sekundære viklinger på 12 svinger i fire 0,5 mm ledninger. Input og output chokes er også hentet fra en datamaskin PSU.

Den aller første inkluderingen av denne IIP i nettverket viste at snubberne i den sekundære kretsen til strømforsyningen er klart overflødige, de ble umiddelbart loddet og ble ikke brukt videre. Senere ble også snubberen fra den primære viklingen oppløst, da det viste seg fra ham mye mer skade enn godt.

Fra denne strømforsyningen klarte vi å fjerne 300-350W strøm i lang tid, på kort tid (ikke mer enn ett minutt) denne IIP kan gi opp til 500W, etter et minutt arbeid i denne modusen varmer den generelle radiatoren opp til 60 grader.

Se bølgeformene:

Alt er fortsatt vakkert, rektangelet er nesten perfekt rektangulært, det er ingen utslipp. Med snubbere er det ikke rart, alt var ikke så vakkert.

Følgende diagram er endelig og mest perfekt 2161 SE 4:

En samlet enhet i henhold til denne ordningen ser slik ut:

Som forrige gang skjedde det ingen store endringer i kretsen. Den kanskje mest merkbare forskjellen er at snubberne forsvant, både i primær- og sekundærkjeden. Fordi som eksperimentene mine viste, på grunn av særegenhetene ved driften av IR2161-kontrolleren, påvirker snubbers bare driften og er ganske enkelt kontraindisert. Andre endringer ble også gjort. Rangeringene av portmotstandene (R3 og R4) er redusert fra 51 til 33 ohm. I serie med den selvprimerende kondensatoren C7 ble en motstand R2 lagt til for å beskytte mot overstrøm når lading av kondensatorer C3 og C4. Motstand R1 består fortsatt av fire halv watt-motstander, og motstand R6 er nå gjemt under tavlen og består av tre 2512 SMD-motstander. Tre motstander får nødvendig motstand, men det er ikke nødvendig å bruke bare tre motstander, avhengig av den nødvendige kraften, kan du bruke en, to eller tre motstander - dette er akseptabelt. RT1-termistor overføres fra IIP til målet + 310V. De resterende målingene gjelder bare utformingen av kretskortet, og det ser slik ut:

Det er lagt til et sikkerhetsgap på kretskortet mellom primær- og sekundærkretsene, og det gjennomføres et gjennomskjæring på det smaleste stedet i kretskortet.

Transformatoren er nøyaktig den samme som i forrige strømforsyning: den er laget på kjernen fra en datamaskinstrømforsyning - ER35 / 21/11. Den primære viklingen har 45 svinger i tre 0,5 mm ledninger, to sekundære viklinger på 12 svinger i fire 0,5 mm ledninger. Input og output chokes er også hentet fra en datamaskin PSU.

Utgangseffekten til strømforsyningsenheten forble den samme - 300-350W i langvarig modus og 500W på kort sikt modus (ikke mer enn ett minutt). Fra denne IIP er det mulig å drive UMZCH med en total utgangseffekt på opptil 400W (2x200W i stereo).

La oss nå se oscillogrammene på den primære transformatorviklingen av denne svitsjen strømforsyningen:

Alt er fortsatt vakkert: rektangelet er rektangulært, det er ingen utslipp.

På utgangen, en av skuldrene til strømforsyningen, på tomgang, kan du se følgende bilde:

Som du kan se, inneholder utgangen en ubetydelig liten høyfrekvent støy med en spenning på ikke mer enn 8 mV (0,008 V).

Under belastning, ved utgangen, kan vi observere rippler som allerede er kjent for oss med en frekvens på 100 Hz:

Med en utgangseffekt på 250 W, er krusningsspenningen ved IIP-utgangen 1,2 V, som, gitt den lavere kapasitansen til sekundærkondensatorene (2000 μF i skulderen, mot 3200 μF i SE2) og den store utgangseffekten som målingene ble gjort, ser veldig bra ut. Høyfrekvente komponenten ved en gitt utgangseffekt (250W) er også ubetydelig, har en mer ordnet karakter og overskrider ikke 0,2V, noe som er et godt resultat.

Innstilling av verneterskel.   Terskelen som beskyttelsen vil fungere, settes av RCS-motstanden (R5 i SE 2, R6 i SE 3 og SE 4).

Denne motstanden kan være enten utgang eller SMD-format 2512. RCS kan være sammensatt av flere motstander koblet parallelt.
  RCS-karakteren beregnes med formelen: Rcs \u003d 32 / Pnom.   Hvor, Pnom er utgangseffekten til IIP, over beskyttelsen overbelastning vil fungere over.
  Eksempel: la oss si at vi trenger overbelastningsbeskyttelse for å fungere når utgangseffekten overstiger 275W. Vi beregner verdien av motstanden: Rcs \u003d 32/275 \u003d 0.116 Ohms. Du kan bruke enten en motstand per 0,1 Ohm, eller to motstander på 0,22 Ohm koblet parallelt (som vil resultere i 0,11 Ohm), eller tre motstander på 0,33 Ohm, også koblet parallelt (som vil resultere i 0,11 Ohm) .

Nå er det på tide å berøre emnet som interesserer folk - beregning av transformatoren for en koblingsstrømforsyning. Etter dine mange forespørsler, vil jeg endelig fortelle deg i detalj hvordan du gjør dette.

For det første trenger vi en kjerne med en ramme, eller bare en kjerne, hvis det er en ringformet kjerne (form R).

Kjerner og rammer kan ha helt forskjellige konfigurasjoner, du kan bruke hvilken som helst. Jeg brukte en ER35-kjerne fra en datamaskin strømforsyning. Det viktigste er at kjernen ikke skal ha et gap, kjerner med et gap kan ikke brukes.

Som standard, umiddelbart etter at du har startet programmet, vil du se lignende tall.
  Når du starter beregningen, er det første vi skal gjøre å velge form og størrelse på kjernen i øvre høyre hjørne av programvinduet. I mitt tilfelle er skjemaet ER, og dimensjonene er 35/21/11.

Dimensjonene til kjernen kan måles uavhengig; hvordan du gjør dette er lett å forstå fra følgende illustrasjon:

Velg deretter kjernematerialet. Vel, hvis du vet hvilket materiale kjernen din er laget av, hvis ikke, er det greit, bare velg standardalternativet - N87 Epcos. Under våre forhold vil valg av materiale ikke ha betydelig innvirkning på det endelige resultatet.

Neste trinn er å velge omformerkrets, vi har det - halvbro:

I den neste delen av programmet - "strømforsyning", velg "AC" og i alle tre vinduene indikerer 230V.

I delen "omformeregenskaper" angir vi de bipolare utgangsspenningene vi trenger (spenning på en arm) og den nødvendige utgangseffekten til IIP, samt diameteren på ledningen du vil vikle sekundær- og primærviklingene med. I tillegg velges den valgte likeretteren som brukes - "bipolar. Med midtpunkt". På samme sted krysser vi av for "bruk de ønskede diametrene" og velger "nei" under "stabilisering av utgangene". Vi velger type kjøling: aktiv med en vifte eller passiv uten. Du bør ende opp med noe slikt:

De faktiske verdiene på utgangsspenningene vil vise seg mer enn du angir i programmet når du beregner. I dette tilfellet, ved en spenning på 2x45V spesifisert i programmet, vil utgangen til en ekte IIP være omtrent 2x52V, derfor anbefaler jeg at du beregner spenningen mindre enn nødvendig med 3-5V når du beregner. Eller angi den nødvendige utgangsspenningen, men svev en revolusjon mindre enn antydet i beregningsresultatene til programmet. Utgangseffekten må ikke overstige 350W (for 2161 SE 4). Ledningens diameter for vikling, du kan bruke det du har tilgjengelig, du må måle og indikere dens diameter. Det er ikke nødvendig å vikle viklingene med en ledning med en diameter på mer enn 0,8 mm, det er bedre å vikle viklingene ved å bruke flere (to, tre eller flere) tynne ledninger enn en tykk ledning.

Etter alt dette, klikk på "beregne" -knappen og få resultatet, i mitt tilfelle skjedde følgende:

Vi fokuserer på varene som er uthevet i rødt. Den primære viklingen i mitt tilfelle vil bestå av 41 svinger viklet i to ledninger med en diameter på 0,5 mm hver. Sekundærviklingen består av to halvdeler på 14 svinger, viklet i tre ledninger med en diameter på 0,5 mm hver.

Etter å ha mottatt alle nødvendige beregningsdata, går vi direkte til viklingen av transformatoren.
  Her virker det som om det ikke er noe komplisert. Jeg skal fortelle deg hvordan jeg gjør det. For det første blir hele primærviklingen såret. En av endene av ledningen (e) blir strippet og loddet til den korresponderende terminalen på transformatorrammen. Så begynner viklingen. Det første laget vikles og deretter påføres et tynt isolasjonslag. Deretter blir det andre laget viklet og et tynt isolasjonslag påført igjen og dermed blir alt nødvendig antall svinger av primærviklingen viklet. Det er best å vikle viklingene rundt til runde, men det kan også være skrått skjevt eller bare "uansett", dette vil ikke spille en merkbar rolle. Etter at det nødvendige antall svinger er viklet, biter enden av ledningen (e) av, enden av ledningen blir renset og loddet til den andre tilsvarende terminalen på transformatoren. Etter vikling av primærviklingen påføres et tykt lag med isolasjon. Som isolasjon er det best å bruke en spesiell dacron-tape:

Viklingene av pulstransformatorer fra datamaskinens strømforsyninger er isolert med samme tape. Dette båndet leder varme godt og har høy varmemotstand. Fra improviserte materialer kan du anbefale bruk av: FUM-tape, maskeringstape, papirtape eller en bakehylse kuttet i lange strimler. Det er absolutt forbudt å bruke PVC-tape og dukbånd, skrivesaker, tape-tøy for isolering av viklinger.

Etter at den primære viklingen er viklet og isolert, fortsetter vi til viklingen av den sekundære viklingen. Noen svinger samtidig to halvdeler av viklingen på en gang, og skiller dem deretter, men jeg vikler halvdelene av sekundærviklingen etter tur. Sekundærviklingen vikles på samme måte som den primære. Først strips og loddes vi den ene enden av ledningen (e) til den korresponderende terminalen på transformatorrammen, pakker vi inn ønsket antall svinger, og påfører isolasjon etter hvert lag. Etter vikling av ønsket antall svinger på halvparten av sekundærviklingen, strips og loddes vi enden av ledningen til den tilsvarende terminalen på rammen og pålegger et tynt isolasjonslag. Begynnelsen på ledningen på den neste halvdelen av viklingen er loddet til samme konklusjon som slutten av den forrige halvdelen av viklingen. Vi slynger oss i samme retning, det samme antall svinger som forrige halvdel av viklingen, og bruker isolasjon etter hvert lag. Når du har viklet det ønskede antall svinger, lodd du enden av ledningen til den tilsvarende terminalen på rammen og påfør et tynt isolasjonslag. Det er ikke nødvendig å påføre et tykt isolasjonslag etter vikling av sekundærviklingen. På denne viklingen kan betraktes som komplett.

Etter å ha fullført viklingen må du sette kjernen inn i rammen og lim halvdelene av kjernen. For liming bruker jeg en andre superlim. Limlaget skal være minimalt for ikke å skape et mellomrom mellom delene av kjernen. Hvis du har en ringekjerne (skjema R), trenger du selvfølgelig ikke å lime noe, men viklingsprosessen vil være mindre praktisk, det vil ta mer krefter og nerver. I tillegg er ringkjernen mindre praktisk på grunn av det faktum at du må lage og forme terminalene til transformatoren selv, samt å tenke på å feste den ferdige transformatoren på kretskortet.

På slutten av viklingen og monteringen av transformatoren, skulle noe slikt vise seg:

For enkelhets skyld vil jeg legge til IIP 2161 SE 4-ordningen, så det kort snakk om elementbasen og mulige utskiftninger.

La oss gå i orden - fra inngang til utkjøring. Ved inngangen møter nettspenningen sikringen F1, sikringen kan ha en rating på 3,15A til 5A. Varistor RV1 må være klassifisert for 275V, en slik varistor vil være merket 07K431, men det er også mulig å bruke variatorene 10K431 eller 14K431. Det er også mulig å bruke en varistor med høyere terskelspenning, men effektiviteten av beskyttelse og undertrykkelse av interferens vil bli merkbart lavere. Kondensatorer C1 og C2 kan enten være konvensjonell film (type CL-21 eller CBB-21), eller støydemping (for eksempel X2) for en spenning på 275V. Vi dobler induktoren L1 fra en datamaskinens strømforsyningsenhet eller annet feilutstyr. Induktoren kan gjøres uavhengig av å vikle 20-30 svinger på en liten ringkjerne, en ledning med en diameter på 0,5 - 0,8 mm. VDS1-diodebroen kan være hvilken som helst for en strøm fra 6 til 8A, for eksempel indikert på diagrammet - KBU08 (8A) eller RS607 (6A). Enhver langsom eller rask diode med en strøm fra 0,1 til 1A og en revers spenning på minst 400V er egnet som VD4. R1 kan bestå av fire halvatt watt-motstander på 82 ohm, eller det kan være en to-watt motstand med samme motstand. Zener-dioden VD1 må ha en stabiliseringsspenning i området 13-14V, det er tillatt å bruke en Zener-diode og en seriekobling av to Zener-dioder med en lavere spenning. C3 og C5 kan være både film og keramikk. C4 skal ha en kapasitet på ikke mer enn 47 mikrofarader, spenning 16-25V. Dioder VD2, VD3, VD5 må være veldig raske, for eksempel - HER108 eller SF18. C6 kan være film eller keramikk. Kondensator C7 må vurderes for en spenning på minst 1000V. C9 kan være film eller keramikk. Verdien på R6 bør beregnes for den nødvendige utgangseffekten, som beskrevet ovenfor. Som R6 kan du bruke både motstander i SMD 2512-format og gi ut en- eller to-watt-motstand, i alle fall er en motstand (er) installert under tavlen. Kondensator C8 må være film (type CL-21 eller CBB-21) og ha en tillatt driftsspenning på minst 400V. C10 er en elektrolytisk kondensator for en spenning på minst 400V, verdien av lavfrekvente krusninger ved utgangen fra IIP avhenger av dens kapasitet. RT1 er en termistor, du kan kjøpe den, eller du kan slippe den fra en datamaskinens strømforsyning. Motstanden skal være fra 10 til 20 ohm og den tillatte strømmen er minst 3A. Som transistorer VT1 og VT2 kan både IRF740 indikert på kretsen og andre transistorer med lignende parametere brukes, for eksempel - IRF840, 2SK3568, STP10NK60, STP8NK80, 8N60, 10N60. Kondensatorer C11 og C13 må være film (type CL-21 eller CBB-21) med en tillatt spenning på minst 400V, deres kapasitans må ikke overstige verdiene angitt i skjemaet på 0,47 μF. C12 og C14 - keramiske høyspenningskondensatorer for en spenning på minst 1000V. VDS2 diode bridge består av fire dioder forbundet med en bro. Som VDS2-dioder er det nødvendig å bruke veldig raske og kraftige dioder, for eksempel for eksempel MUR1520 (15A, 200V), MUR1560 (15A, 600V), MUR820 (8A, 200V), MUR860 (8A, 600V), BYW29 (8A, 200V) 8ETH06 (8A, 600V), 15ETH06 (15A, 600V). Induktorer L2 og L3 loddes fra en datamaskin strømforsyning eller produseres uavhengig. De kan vikles både på individuelle ferrittstenger og på en vanlig ringformet kjerne. Hver av chokerne skal inneholde fra 5 til 30 svinger (mer er bedre), med en ledning med en diameter på 1 - 1,5 mm. Kondensatorer C15, C17, C18, C20 må være film (type CL-21 eller CBB-21) med en akseptabel spenning på 63V eller mer, kapasitansen kan være hvilken som helst, jo større deres kapasitans - jo bedre, jo sterkere er undertrykkelsen av høyfrekvente forstyrrelser. Hver av kondensatorene indikert i diagrammet som C16 og C19 består av to elektrolytiske kondensatorer på 1000 μF 50V hver. I ditt tilfelle kan det hende du må bruke kondensatorer med høyere spenning.

Og som en endelig akkord, vil jeg vise et fotografi som viser utviklingen av svitsjestrømforsyningene jeg opprettet. Hver påfølgende IIP er mindre, kraftigere og bedre enn forrige:

Det er alt! Takk for oppmerksomheten!

Liste over radioelementer

ULF bytte strømforsyning Designet for å gi strøm til to-kanals UMZCH. BP er designet for drift av en forsterker med en utgangseffekt på 200 W per kanal. Denne enheten består av to kretskort. På ett brett implementeres et nettspenningsfilter, et elektromagnetisk relé, en transformator, en diodebro med en filterkondensator på 1000 mikrofarader x 25v i sin krets. En kontrollmodul, en likerettertransformator, og også kondensatorer og induktorer i filterkretsen er satt sammen på et annet kort.

KT626 bipolare transistorer, så vel som kraftige 2SK1120 MOSFETs eller KP707V2, må installeres på radiatorer med tilstrekkelig varmeavledningsområde. De mest effektive kjøleradiatorene er kjøleribber laget av tykt aluminium, malt. Deres effektivitet ligger i det faktum at i tillegg til kjøling av elektroniske komponenter, er de også sideelementer i forsterkerhuset. Styremodulen for strømutgangsnøkkel er montert på et lite uavhengig kort, som igjen er montert i likerettermodulen.

UPS-oppgradering

For å sikre en mer korrekt og pålitelig drift av strukturen, uLF bryter strømforsyning   har blitt litt modernisert. Spesielt ble shunts installert i sekundærviklingene til transformatoren i form av å undertrykke forstyrrelser fra RC-kretsen. Kapasitansen til filterkondensatorer ble også økt til 10.000 μF x 50v og skiftet med 3,3 μF 63v kondensatorer. Som har veldig lave tap og høy isolasjonsmotstand. Inngangsbeskyttelse ble ikke aktivert, men om nødvendig kan den brukes som beskyttelse mot toppstrøm. For å gjøre dette, bruk et signal til inngangen fra shuntkretsen eller fra en strømtransformator.

advarsel

Spesiell oppmerksomhet! Alle strømbaner til denne strømforsyningen, med unntak av sekundære kretsløp, har et stort potensial for nettspenning, som er en livsfare! I prosessen med å etablere designen må størst mulig forsiktighet overholdes. Det anbefales å konfigurere enheten, koble enheten til nettverket via en isolasjonstransformator.

Før du begynner å bytte strømforsyningen for første gang, trenger du ikke å installere en 2A sikring i 320V spenningskretsen ennå. Først må du feilsøke kontrollkretsen, og først da, i stedet for sikring 2A, er en glødelampe 220v med en effekt på 60 watt installert. Men den mest effektive måten transistorenes integritet er garantert, er å slå på enheten gjennom en spenningsreduserende transformator. Først når justeringsarbeidet er fullført, settes sikringen på plass. Nå kan strømforsyningen testes med en belastning.

Bildet: invertermodul, likerettermodul og filterkrets

Bildet: linjespenningsfilter og likerettermodul

Bilde: arrangement av strømbrytere og dioder

transformator

T1-transformatoren er viklet på tre ringer med en diameter på 45 mm fra 2000NM1 ferritt. Den primære viklingen inneholder 2 × 46 omdreininger av en isolert ledning på 0,75 mm2 (den vikles med to ledninger samtidig). Sekundærviklingen vikles skrått av 16 ledninger med en diameter på 0,8 mm. Den inneholder seks svinger, etter vikling er den delt inn i to grupper, begynnelsen til den ene gruppen er koblet til hesten til den andre. Induktorer DB3 og DR2 er viklet på en 8 mm ferrittstang og er laget med en ledning D \u003d 1,2 mm.

Det ser ut til at det kan være lettere å koble forsterkeren til strømforsyning, og kan du glede deg over favorittmusikken din?

Hvis du imidlertid husker at forsterkeren i det vesentlige modulerer spenningen til strømkilden i henhold til lovgivningen til inngangssignalet, blir det klart at design og installasjon problemer kraftenhet   verdt å nærme seg veldig ansvarlig.

Ellers kan feil og feilberegninger som er gjort samtidig ødelegge (når det gjelder lyd) noen, til og med den mest høye kvaliteten og den dyre forsterkeren.

Stabilisator eller filter?

Overraskende nok blir det ofte brukt enkle kretser med en transformator, en likeretter og en jevn kondensator for å drive kraftforsterkerne. Selv om de fleste elektroniske enheter i dag bruker stabiliserte strømforsyninger. Årsaken til dette er at det er billigere og enklere å designe en forsterker som har en høy for kraftkretser enn å lage en relativt kraftig stabilisator. I dag er rippelundertrykkelsesnivået til en typisk forsterker omtrent 60dB for en frekvens på 100Hz, noe som praktisk talt tilsvarer parametrene til en spenningsregulator. Bruken av likestrømskilder, differensialtrinn, separate filtre i kaskadestrømkretser og andre kretsløp for å forsterke kaskader tillater enda større verdier.

mat utgangstrinn   oftest gjort ustabilisert. På grunn av tilstedeværelsen av 100% negativ tilbakemelding i dem, en enhetsgevinst og tilstedeværelsen av LLCS, forhindres bakgrunnen og krusningen av forsyningsspenningen fra å komme inn i utgangen.

Forsterkerens utgangstrinn er i det vesentlige en spenningsregulator (effekt) til den går inn i klippemodus (begrensning). Så modulerer rippelen til forsyningsspenningen (frekvens 100 Hz) utgangssignalet, som høres helt forferdelig ut:

Hvis for forsterkere med unipolar effekt, bare er den øvre halvbølgen av signalet modulert, så for forsterkere med bipolar effekt, blir begge halvbølgene av signalet modulert. De fleste forsterkere har denne effekten med store signaler (krefter), men det gjenspeiles ikke i de tekniske egenskapene. I en godt designet forsterker skal ikke klippeffekter oppstå.

For å teste forsterkeren din (nærmere bestemt strømforsyningsenheten til forsterkeren din), kan du utføre et eksperiment. Koble et signal med en frekvens som er litt høyere enn det du hører til forsterkerinngangen. I mitt tilfelle er 15 kHz nok :(. Øk amplituden til inngangssignalet til forsterkeren går i klipping. I dette tilfellet vil du høre en brum (100 Hz) i høyttalerne. Du kan evaluere kvaliteten på strømforsyningsenheten til forsterkeren etter dets nivå.

Advarsel! Sørg for å slå av twitteren til ditt høyere høyttalersystem før dette eksperimentet, ellers kan det mislykkes.

En stabilisert strømforsyning unngår denne effekten og reduserer forvrengning ved langvarig overbelastning. Når man tar hensyn til ustabiliteten til nettspenningen, er imidlertid strømtapet på selve stabilisatoren omtrent 20%.

En annen måte å svekke klippeffekten på er å drive kaskadene gjennom separate RC-filtre, noe som også reduserer strømmen litt.

I serieteknologi brukes dette sjelden, siden i tillegg til å redusere strømmen, øker også kostnadene for produktet. I tillegg kan bruk av en stabilisator i klasse AB-forsterkere føre til eksitering av forsterkeren på grunn av resonansen til tilbakemeldingsløyfene til forsterkeren og stabilisatoren.

Effekttap kan reduseres betydelig hvis moderne strømforsyninger brukes. Ikke desto mindre dukker det opp andre problemer her: lav pålitelighet (antall elementer i en slik strømforsyning er mye større), høye kostnader (med en- og småskala produksjon) og et høyt nivå av RF-interferens.

En typisk strømforsyningskrets for en forsterker med en utgangseffekt på 50 W er vist på figuren:

Utgangsspenningen på grunn av utjevningskondensatorer er omtrent 1,4 ganger større enn utgangsspenningen til transformatoren.

Toppkraft

Til tross for disse manglene, når du kobler forsterkeren fra ustabilisert   kilden, kan du få litt bonus - kortsiktig effekt (topp) er høyere enn strømforsyningen, på grunn av den store kapasiteten til filterkondensatorene. Erfaring har vist at det kreves minimum 2000 μF for hver 10W utgangseffekt. På grunn av denne effekten kan du spare på en strømtransformator - du kan bruke en mindre kraftig og følgelig billig transformator. Husk at målinger på et stasjonært signal ikke vil avsløre denne effekten, det vises bare med kortsiktige topper, det vil si når du lytter til musikk.

En stabilisert strømforsyning gir ikke en slik effekt.

Parallell eller seriell stabilisator?

Det er en oppfatning at parallelle stabilisatorer er bedre i lydenheter, siden strømløkken er lukket i den lokale laststabilisatorsløyfen (strømforsyningen er utelukket), som vist på figuren:

Den samme effekten oppnås ved å installere en isolasjonskondensator ved utgangen. Men i dette tilfellet begrenser den lavere frekvensen til det forsterkede signalet.

Beskyttende motstander

Enhver hobbymann kjenner antagelig lukten av en brent motstand. Dette er lukten av brennende lakk, epoksy og ... penger. I mellomtiden kan en billig motstand redde forsterkeren din!

Forfatteren, når han slår på forsterkeren for første gang i strømkretsene, installerer i stedet for sikringer motstander med lav motstand (47-100 Ohm), som er flere ganger billigere enn sikringer. Dette har gjentatte ganger lagret dyre elementer i forsterkeren fra installasjonsfeil, feil innstilt hvilestrøm (regulatoren ble satt til maksimalt i stedet for minimum), reversert polaritet og så videre.

Bildet viser en forsterker der installatøren forvekslet TIP3055-transistorene med TIP2955.

Transistorer led ikke til slutt. Alt endte bra, men ikke for motstander, og rommet måtte luftes.

Det viktigste er spenningsfall

Når du designer kretskort for strømforsyning, og ikke bare glem at kobber ikke er en superleder. Dette er spesielt viktig for "jord" (vanlige) ledere. Hvis de er tynne og danner lukkede kretser eller lange kjeder, oppnås et spenningsfall på grunn av strømmen som strømmer gjennom dem, og potensialet på forskjellige punkter viser seg å være forskjellig.

For å minimere potensialforskjellen er det vanlig å avle en vanlig ledning (jord) i form av en stjerne - når hver leder har sin egen leder. Begrepet "stjerne" skal ikke tas bokstavelig. Bildet viser et eksempel på en slik riktig kabling av fellestråden:

  I rørforsterkere er motstanden for anodebelastningen til kaskadene ganske høy, av størrelsesorden 4 kΩ og høyere, og strømene er ikke veldig høye, så motstanden til lederne spiller ikke en vesentlig rolle. I transistorforsterkere er kaskademotstanden mye lavere (belastningen har generelt en motstand på 4 ohm), og strømene er mye høyere enn i rørforsterkere. Derfor kan påvirkningen fra konduktørene her være veldig betydelig.

Motstanden til et spor på et trykt kretskort er seks ganger høyere enn motstanden til et stykke kobbertråd med samme lengde. Diameteren er 0,71 mm, dette er en typisk ledning som brukes når du installerer rørforsterkere.

0,036 ohm i motsetning til 0,0064 ohm! Tatt i betraktning at strømningene i utgangstrinnene til transistorforsterkere kan være tusen ganger høyere enn strømmen i en rørforsterker, finner vi at spenningsfallet over lederne kan være 6000!   ganger mer. Kanskje er dette en av grunnene til at transistorforsterkere høres dårligere ut enn rørforsterkere. Dette forklarer også hvorfor rørforsterkere satt sammen på trykte kretskort ofte høres dårligere ut enn prototypen som er montert ved montering.

Ikke glem Ohms lov! For å redusere motstanden til trykte ledere, kan du bruke forskjellige metoder. Dekk for eksempel sporet med et tykt lag med tinn eller lodd en fortinnet tykk tråd langs sporet. Alternativene vises på bildet:

Impulser av ladning

For å forhindre penetrering av nettverksbakgrunnen i forsterkeren, er det nødvendig å ta tiltak fra penetrering av ladningspulser fra filterkondensatorene inn i forsterkeren. For å gjøre dette, må stiene fra likeretteren gå direkte til filterkondensatorene. Kraftige impulser av ladestrømmen sirkulerer gjennom dem, slik at ingenting annet kan kobles til dem. forsterkerkraftkretser må kobles til terminalene til filterkondensatorene.

Riktig tilkobling (installasjon) av strømforsyningen for en forsterker med unipolar effekt er vist på figuren:

Klikk økning

Figuren viser en trykt kretskortvariant:

rippel

De fleste ustabiliserte strømkilder etter likeretteren har bare en utjevningskondensator (eller flere koblet parallelt). For å forbedre kvaliteten på maten kan du bruke et enkelt triks: del en kapasitet i to, og mellom dem slå på en liten motstand på 0,2-1 Ohm. Samtidig kan til og med to containere med lavere nominell verdi være billigere enn en stor.

Dette gir en jevnere krusning av utgangsspenningen med et lavere harmonisk nivå:

  Ved høye strømmer kan spenningsfallet over motstanden bli betydelig. For å begrense den til 0,7V, kan en kraftig diode kobles parallelt med motstanden. I dette tilfellet, når signalene når signalet, når dioden åpnes, vil utgangsspenningens krusninger igjen bli "harde".

For å bli videreført ...

Artikkelen ble utarbeidet på grunnlag av tidsskriftet "Praktisk elektronikk hver dag"

Gratis oversettelse: Sjefredaktør for Radio Aviser

Skjematisk diagram over en nettverksbryter strømforsyning for ULF, utgangsspenning + -25V ved en strøm på opp til 4,5A (ca. 200W). Kretsen er satt sammen på en IR2153-brikke og IRF740-transistorer. Nyttige tips for montering og konfigurering av enheten er gitt.

Jeg vil tilby en liten gjennomgang av denne ordningen. På en eller annen måte var det behov for å sette sammen en enkel VLF for en person, en sak ble funnet fra den gamle for radioforsterkeren "radioteknikk".

Det er mye plass i saken, men det fungerte ikke for å passe til nettverkstransformatoren, saken viste seg å være liten i høyden. Det ble besluttet å sette sammen en strømforsyning på ir2153-brikken, bare en som lå rundt inaktiv.

Kretsdiagram

Opprinnelig ble ordningen lagt til grunn - jeg anbefaler på det sterkeste å ikke sette sammen det som antydet der, ellers kan du lage brann eller eksplosjon, et opplegg med en dødelig feil og ikke en.

Fig. 1. Ordningen med en svak strømforsyning, tatt som grunnlag.

Fig. 2. Opplegget med en strømforsyning for UMZCH-strøm opp til 200W.

I den første kretsen er hovedfeilen at det ikke er noen isolasjonskondensator mellom felteffekttransistorene og transformatoren, uten denne kondensatoren vil transistorene umiddelbart eksplodere når de er slått på, eller etter et par minutter vil de varme opp ...

På IR2153 mikrokretsen er den første utgangen kraften pluss, siden spenningen ved pinne 1 til mikrokretsen er innenfor 16-18 volt, bør kondensatoren være i en størrelsesorden høyere i spenning, og ikke opp til enden, som indikert i den opprinnelige kretsen, ved 16 V. Du kan sette kondensatoren til 25V, jeg setter den til 35V.

Vi går videre, å tømme mikrokretsen som indikert på den opprinnelige kretsen gjennom en diode og en motstand på 18K, er umulig! Se hvordan mikrokretsen IR2153 drives av meg (figur 2), og ikke direkte fra 220-voltsbryteren (figur 1).

I kretsen i figur 1 vil strømstøt umiddelbart føre til brenning av mikrokretsen, det er bra hvis alt bare slutter å virke, og igjen eksploderer transistorene.

Disse tre feilene i diagrammet fra figur 1 kan føre til veldig triste konsekvenser!

Deler og konstruksjon

Filter choken for 220 Volt (Др1) strømforsyning er hentet fra en pulst PSU fra en TV, hvilken som helst vil være egnet under hensyntagen til hva slags strøm du vil motta ... Varistor - en hvilken som helst på 10 ohm, men ikke fra å lade for en telefon og lignende pulse PSU-er med lav effekt.

En induktans på 25 volt (L) ble hentet fra en datamaskin strømforsyning ved 450 watt, overskytende viklinger ble viklet - vi lar bare de som er viklet med en tykk ledning.

Høyfrekvente transformatoren Tr1 er hentet fra samme sted, jeg vil dvele i detalj ved viklingen fra bunnen av. Det er ganske vanskelig å demontere en slik transformator som ikke deler ferritt. For å forenkle oppgaven, må du sette den på en komfyr og varme den i hundrevis av grader, med andre ord, så snart en dråpe vann på ferritten koker, betyr det at du kan ta den fra hverandre.

Med denne oppvarmingen blir limet mykt og ferritthalvdelene trekkes lett ut av viklingsrammen. Ved vikling av transformatorer i pulskretser anbefales det å vikle viklingene med flere ledninger - opptil 8 stykker om gangen.

Dette er ikke nødvendig i det hele tatt, den primære viklingen viklet jeg med en emaljert kobbertråd med en diameter på 0,45 mm - 49 omdreininger. Sekundærviklingene II og III ble viklet med to ledninger med en diameter på 0,8 mm - 8 omdreininger hver.

Vi setter høyhastighets likeretterdioder - KD213 eller KD212 er egnet fra innenlandske. For sistnevnte er laststrømmen i katalogen 1A, og for KD213 - 10A. Egnede dioder med en grenseoperasjonsfrekvens på 100 kHz.

I stedet for transistoren IRF740, kan du sette IRF840 og lignende. Radiatoren under transistorene kan leveres halvparten så mye, med en full kontinuerlig belastning varmer ikke transistorene veldig mye - berør 45 grader. Transistorer må installeres på radiatoren gjennom isolerende pakninger.

I stedet for RL205-dioder, kan du sette en hvilken som helst diodebro med en maksimal konstant revers spenning på 600V og en maksimal likestrøm på 6A.

Overgangskapasitansen (0,1 μF) mellom transistorene og transformatoren må være obligatorisk for en spenning på 630V!

Med de angitte karakteristikkene gir denne kretsen en utgangseffekt på omtrent 200 W ved en strøm på opptil 4,5A.

Jeg laget ikke et skilt for BP-ordningen - jeg malte umiddelbart på tekstolitten. Hver del og deres lokaliseringsalternativer kan være forskjellige. Opplegget er enkelt, og det er ikke vanskelig å tegne signet ditt.

Her er hva jeg fikk:

Fig. 3. Oppsett av kretskortet mitt for en strømforsyning med svitsjet modus.

Som det fremgår av skissen, i stedet for isolasjonskondensatoren mellom transistorene og transformatoren, har jeg tre stykker installert. Jeg måtte gjøre dette fordi det ikke var noe for den nødvendige spenningen, som et resultat monterte jeg den fra forskjellige kondensatorer med en total kapasitet på 0,5 μF.

Det mest ideelle alternativet vil være - 1uF ved 630V. Men alt fungerer ganske bra med en kapasitet på 0,1 μF og en kapasitet på 0,5 μF.

Fig. 4. Ferdiggjort kretskort for å bytte strømforsyning (utsikt fra tilkoblingssiden).

Fig. 5. Det ferdige kortet på strømforsyningen (utsikt fra delene).

Fig. 6. Hjemmelaget nettverkskontakt for strømforsyning for UMZCH.

Fig. 7. Utseende av en nettverkspuls PSU for en lavfrekvent effektforsterker.

etablere

Etter montering av kretsen gjøres den første inkluderingen gjennom en 220V 60W-pære, koblet i serie med strømforsyningen.

Hvis det ikke ble gjort feil og feil under montering, skal lyset kort blinke og slukke kort når du slår på - dette betyr at alt er montert riktig og det er ingen kortslutning i kretsen.

Du kan slå på lampen med en passende spenning på den lave siden som en belastning og la kretsløpet fungere i omtrent fem minutter. Hvis ingenting røyker, kan du fjerne 220-lampen og bruke en ferdig strømforsyning.

Hvis lampen som følger med 220V strømforsyningsbrudd, er på og ikke slukker når den først slås på, er det en feil i kretsen.

Fig. 8. Bryteren strømforsyning er installert i et hus med en bassforsterker.

Fig. 9. VLF-kortet og strømforsyningen til det i huset fra forforsterkeren Radio Engineering (forfra).

Fig. 10. Styret for ULF og strømforsyning til det i huset fra forforsterkeren Radio Engineering (bakfra).

I tillegg: ULF-ordningen er hentet fra.

Fig. 11. ULF-ordningen med en utgangseffekt på 60 W ved en belastning på 4 ohm og en strømforsyning på + -28V.

referanser:

1. radiostroi.ru/pitan776/57-impblokpitkomp
2. A. Ageev - Forsterkningsenhet for et amatørradiokompleks. 1982 Radio Journal, nummer 8.