Hvordan lage en bufferkaskade i op-amp. Bufferforsterker. Den virkelige bruken av op-ampere som et eksempel på inverterende og ikke-inverterende forsterkere

Kraften gitt av driftsforsterkeren til belastningen er begrenset av dens utgangsparametere; de \u200b\u200bfleste kommersielt tilgjengelige op-ampere har (se tabellvedlegget). Dermed overskrider ikke utgangseffekten til forsterkeren.

For å få mer kraft i belastningen, kobles et effektforsterkningsbuffertrinn til op-amp-utgangen, vanligvis basert på en push-pull emitter-repeater som fungerer i klasse AB-modus (fig. 6.17). Utgangstrinnene for kraftforsterkning blir vurdert i detalj i sek. 4.

Med denne konstruksjonen er kretsen (fig. 6.17) en omvendt totrinns effektforsterker. Det første trinnet er en op-amp, som fungerer som et foreløpig spenningsforsterkningstrinn, og det andre er et utgangseffektforsterkningstrinn.

Siden overføringskoeffisienten til emitterfølgeren er mindre enn enhet, dvs. belastningsspenningen ikke kan overstige spenningen ved utgangen fra driftsforsterkeren, vil en økning i lastkraften i kretsen på fig. 6.17 kan bare gå ved å øke laststrømmen (redusere lastmotstanden). Hvis motstanden er spesifisert, begrenses den maksimale effekten som kretsen (fig. 6.17) gir til belastningen av den maksimale utgangsspenningen til op-amp og bestemmes av formelen

Kraftforsterkeren (fig. 6.17) er dekket av en vanlig negativ.

Med tilstrekkelig tilbakemelding dybde, når forholdet er fornøyd, gevinsten til kraftforsterkeren med tilbakemelding

til minus indikerer at fasen til inngangssignalet ved utgangen til forsterkeren er reversert.

Hvis inngangssignalet mates til den ikke-inverterende inngangen til op-forsterkeren, dekkes effektforsterkeren av en vanlig seriell negativ spenning tilbakemelding, og dens forsterkning

hvor er gevinsten uten tilbakemelding, er gevinsten av tilbakemeldingskretsen. Generell negativ tilbakemelding reduserer ikke-lineær forvrengning av effektforsterkeren med mengden tilbakemeldingsdybde

Den harmoniske koeffisienten til effektforsterkeren, med hensyn til lokal negativ tilbakemelding i emitterfølgeren, bestemmes ut fra formelen

hvor er den harmoniske koeffisienten for utgangstrinnet uten tilbakemelding, bestemt av formelen (3.19) basert på konstruksjonen av ende-til-ende-egenskapene til kaskaden (vi antar at det ikke er noen ikke-lineære forvrengninger på grunn av driftsforsterkeren). Praksis viser at med en annen spredning av transistorparametere, overskrider ikke harmonisk koeffisient 3% i klasse AB-modus og 10% i klasse B.

Det ble vist at når man bruker en operasjonsforsterker i forskjellige svitsjekretser, avhenger forsterkningen av kaskaden på en operasjonsforsterker (OA) bare av tilbakemeldingsdybden. Derfor, i formlene for å bestemme gevinsten til en spesiell krets, brukes forsterkningen av den "bare" op-amp, så å si, ikke. Det er akkurat den enorme koeffisienten som er spesifisert i kataloger.

Da er det ganske passende å stille spørsmålet: "Hvis det endelige resultatet (gevinsten) ikke er avhengig av denne enorme" referanse "-koeffisienten, hva er forskjellen mellom opamp med forsterkning flere tusen ganger, og med samme opamp, men med forsterkning flere hundre tusen og til og med millioner? ”

Svaret er ganske enkelt. I begge tilfeller vil resultatet være det samme, kaskadevinsten blir bestemt av elementene i OOS, men i det andre tilfellet (opamp med høy forsterkning) fungerer kretsløpet mer stabilt, mer presist, hastigheten til slike kretsløp er mye høyere. Med god grunn er op forsterkere delt inn i op forsterkere til generell bruk og høy presisjon, presisjon.

Som allerede nevnt ble de aktuelle "operasjonelle" forsterkere mottatt på det langt tidspunktet, da de hovedsakelig ble brukt til å utføre matematiske operasjoner i analoge datamaskiner (AVM). Dette var operasjoner med addisjon, subtraksjon, multiplikasjon, divisjon, kvadrering og mange andre funksjoner.

Disse antediluvianske op-ampere ble utført på elektronrør, senere på diskrete transistorer og andre radiokomponenter. Naturligvis var dimensjonene til og med transistor op ampere store nok til å brukes i amatørkonstruksjoner.

Og først etter at op-ampere, takket være prestasjonene med integrert elektronikk, ble størrelsen på en vanlig laveffekttransistor, ble bruken av disse delene i husholdningsutstyr og amatørkretser berettiget.

Forresten, moderne op-ampere, til og med av ganske høy kvalitet, til en pris som er litt høyere enn to eller tre transistorer. Denne uttalelsen gjelder for generelle formål amps. Presisjonsforsterkere kan koste litt mer.

Når det gjelder kretsene på op-amp, er det verdt å komme med en kommentar om at de alle er drevet av en bipolar strømkilde. En slik modus er den mest "vanlige" for en op-forsterker, som gjør det mulig å forsterke ikke bare AC spenningssignaler, for eksempel en sinus, men også DC signaler eller ganske enkelt spenning.

Likevel lages ganske ofte strømforsyningen til kretsene på op-amp fra en unipolar kilde. Det er sant at i dette tilfellet er det ikke mulig å øke konstant spenning. Men det hender ofte at dette rett og slett ikke er nødvendig. Kretsene med unipolar strømforsyning vil bli beskrevet senere, men for nå fortsetter vi med ordningene for å slå på op-forsterkeren med bipolar strømforsyning.

Forsyningsspenningen til de fleste op-ampere er oftest innenfor ± 15V. Men dette betyr overhode ikke at denne spenningen ikke kan gjøres noe lavere (høyere anbefales ikke). Mange op-ampere fungerer veldig stabilt fra ± 3V, og noen modeller til og med ± 1,5V. En slik mulighet er indikert i teknisk dokumentasjon (DataSheet).

Spenningsfølger

Det er den enkleste anordningen når det gjelder kretsløp på en op-forsterker; kretsen er vist på figur 1.

Figur 1. Spenningssvingerkrets på en driftsforsterker

Det er lett å se at for å lage et slikt skjema var det ikke nødvendig med en eneste detalj, bortsett fra selve operativsystemet. Riktignok viser figuren ikke strømforbindelsen, men en slik omriss av ordningene finnes veldig ofte. Det eneste jeg vil merke seg er at mellom terminalene på op-amp-strømforsyningen (for eksempel for KR140UD708 op-amp, dette er konklusjoner 7 og 4) og en felles ledning, bør en kapasitans på 0,01 ... 0,5 μF kobles til.

Deres formål er å gjøre driften av op-forsterkeren mer stabil, for å kvitte seg med selveksitasjonen av kretsen langs strømkretsene. Kondensatorer skal være koblet så nær strømpolene på brikken som mulig. Noen ganger er en kondensator koblet basert på en gruppe på flere mikrokretser. De samme kondensatorene kan sees på brett med digitale mikrokretser, deres formål er det samme.

Gevinsten til repeateren er lik enhet, eller for å si det på en annen måte, det er heller ingen gevinst. Så hvorfor et slikt opplegg? Her er det ganske passende å huske at det er en transistorkrets - en emitterfølger, hvis hovedformål er samsvar av kaskader med forskjellige inngangsmotstander. Lignende kaskader (repeatere) kalles også buffer.

Innmatingsmotstanden til repeateren på op-forsterkeren beregnes som produktet av inngangsimpedansen til op-amperen med dens forsterkning. For den nevnte UD708 er for eksempel inngangsimpedansen omtrent 0,5 MΩ, gevinsten er minst 30 000 og kanskje mer. Hvis du multipliserer disse tallene, er inngangsimpedansen 15 GΩ, noe som kan sammenlignes med motstanden til ikke særlig høy kvalitet isolasjon, for eksempel papir. Et så høyt resultat blir neppe oppnådd med en konvensjonell emitterfølger.

Slik at beskrivelsene ikke er i tvil, viser figurene nedenfor driften av alle kretsløpene beskrevet i programsimulatoren Multisim. Selvfølgelig kan alle disse ordningene settes sammen på brødbrett, men ikke de verste resultatene kan du oppnå på skjermen.

Egentlig er det enda litt bedre her: du trenger ikke å dra et sted på hyllen for å skifte motstand eller mikrokrets. Her er alt, til og med måleinstrumenter, i programmet, og "får" bruk musen eller tastaturet.

Figur 2 viser repeaterkretsene laget i Multisim-programmet.

Figur 2

Studie av kretsen er ganske enkel. Et sinusformet signal med en frekvens på 1 KHz og en amplitude på 2 V påføres inngangen til repeateren fra funksjonsgeneratoren, som vist i figur 3.

Figur 3

Signalet ved inngangen og utgangen til repeateren blir observert av oscilloskopet: inngangssignalet vises av en blå stråle, utgangsstrålen er rød.

Figur 4

Og hvorfor, vil den imøtekommende leseren spørre, er utgangssignalet (rødt) dobbelt så stort som innspillet blått? Alt er veldig enkelt: med samme følsomhet som oscilloskopkanalene, gjemmer begge sinusoider med samme amplitude og fase seg sammen, gjemmer seg bak hverandre.

For å lage ut begge deler samtidig, måtte vi redusere følsomheten til en av kanalene, i dette tilfellet innspillet. Som et resultat ble den blå sinusbølgen nøyaktig halvparten av størrelsen på skjermen, og sluttet å gjemme seg bak den røde. Selv om du kan oppnå et slikt resultat, kan du ganske enkelt flytte strålene med oscilloskopkontrollene, slik at følsomheten til kanalene blir de samme.

Begge sinusoidene er lokalisert symmetrisk i forhold til tidsaksen, noe som indikerer at den konstante komponenten av signalet er lik null. Og hva vil skje hvis en liten DC-komponent legges til inngangssignalet? Den virtuelle generatoren lar deg skifte sinusbølgen langs Y-aksen. La oss prøve å forskyve den oppover med 500 mV.

Figur 5

Hva som kom ut av dette er vist i figur 6.

Figur 6

Det merkes at inngangs- og utgangs-sinusoidene gikk opp med en halv volt, mens de ikke endret i det hele tatt. Dette antyder at repeateren nøyaktig overførte den konstante komponenten i signalet. Men som oftest prøver de å kvitte seg med denne konstante komponenten, gjøre den lik , noe som unngår bruk av slike kretselementer som mellomliggende isolasjonskondensatorer.

Repeateren er selvfølgelig god og til og med vakker: ingen ekstra detaljer var nødvendig (selv om det er repeaterkretser med mindre "tillegg"), men de fikk ingen gevinst. Hva slags forsterker er dette? For å få en forsterker, bare legg til noen få detaljer, hvordan du gjør dette vil bli beskrevet senere.

Inverterende forsterker

For å lage en inverterende forsterker fra op-forsterkeren, er det nok å bare legge til to motstander. Hva som kom av dette er vist i figur 7.

Figur 7. Omformerforsterkerkrets

Gevinsten til en slik forsterker beregnes med formelen K \u003d - (R2 / R1). Minustegnet betyr ikke at forsterkeren ble dårlig, men bare at utgangssignalet vil være motsatt i fase fra inngangen. Ikke rart at forsterkeren kalles invertering. Her vil det være aktuelt å minne om transistoren som er inkludert i ordningen med OE. Også der er utsignalet på samleren til transistoren i motfase med inngangssignalet tilført basen.

Det er her det er verdt å huske hvor mye du må legge ned for å få en ren, forvridd sinusoid på transistorens samler. Det er påkrevd å velge skjevhet på grunnlag av transistoren tilsvarende. Dette er som regel ganske komplisert, avhengig av mange parametere.

Når du bruker en op-forsterker, er det nok å bare beregne motstandenes motstand i henhold til formelen og oppnå en gitt forsterkning. Det viser seg at å sette opp en krets på en op-forsterker er mye enklere enn å sette opp flere transistorkaskader. Derfor skal man ikke være redd for at ordningen ikke vil fungere, den vil ikke fungere.

Figur 8

Her er alt det samme som i de foregående figurene: inngangssignalet vises i blått, det er rødt etter forsterkeren. Alt tilsvarer formelen K \u003d - (R2 / R1). Utgangssignalet er i motfase med inngangen (som tilsvarer minustegnet i formelen), og amplituden til utgangssignalet er nøyaktig to ganger inngangen. Noe som også stemmer med forholdet (R2 / R1) \u003d (20/10) \u003d 2. For å oppnå forsterkningen, for eksempel 10, er det nok å øke motstanden til motstanden R2 til 100KΩ.

Faktisk kan kretsen til en inverterende forsterker være noe mer komplisert, et slikt alternativ er vist i figur 9.

Figur 9

En ny del dukket opp her - motstanden R3 (snarere forsvant den bare fra forrige krets). Hensikten er å kompensere inngangsstrømmene til en reell opamp for å redusere temperaturinstabiliteten til DC-komponenten ved utgangen. Verdien av denne motstanden velges med formelen R3 \u003d R1 * R2 / (R1 + R2).

Moderne meget stabile opamps gjør at den ikke-inverterende inngangen kan kobles til en felles ledning direkte uten motstand R3. Selv om tilstedeværelsen av dette elementet ikke vil gjøre noe dårlig, men i den nåværende produksjonsskalaen, når de sparer på alt, foretrekker de å ikke installere denne motstanden.

Formlene for beregning av inverteringsforsterkeren er vist i figur 10. Hvorfor i figuren? Ja, bare for klarhet, i en tekstlinje ville de ikke se så kjent og forståelig ut, og ville ikke være så merkbar.

Figur 10

Om gevinsten ble nevnt tidligere. Her er inngangs- og utgangsmotstandene til en ikke-inverterende forsterker bemerkelsesverdig. Alt ser ut til å være klart med inngangsmotstanden: det viser seg å være lik motstanden til motstanden R1, men utgangsmotstanden må beregnes i henhold til formelen vist i figur 11.

Bokstaven K ”angir referansekoeffisienten til op-amp. Beregn her hva utgangsimpedansen vil være lik. Dette vil vise seg å være en ganske liten figur, selv for en gjennomsnittlig op-forsterker som UD7 med sin K ”som tilsvarer ikke mer enn 30 000. I dette tilfellet er dette bra: jo lavere, desto lavere blir impedansen til kaskaden (dette gjelder ikke bare kaskadene på op-amp), desto kraftigere er belastningen, i rimelig grad , selvfølgelig, innenfor grenser, kan denne kaskaden kobles til.

Det bør gjøres en egen merknad om enheten i nevneren av formelen for beregning av utgangsmotstanden. Anta at forholdet R2 / R1 er for eksempel 100. Det er dette forholdet som vil vise seg i tilfelle gevinsten til inverteringsforsterkeren 100. Det viser seg at hvis denne enheten kastes, vil ingenting endre seg mye. Dette er faktisk ikke helt sant.

Anta at motstanden til motstand R2 er , som for en repeater. Så uten enhet blir hele nevneren , og utgangsmotstanden er også null. Og hvis da denne null vises et sted i nevneren til formelen, hvordan bestiller du å dele den? Derfor er det rett og slett umulig å kvitte seg med denne tilsynelatende ubetydelige enheten.

I en artikkel, til og med stor nok, er det bare å ikke skrive. Derfor vil du ha alt som ikke passet å fortelle i neste artikkel. Det vil være en beskrivelse av en ikke-inverterende forsterker, en differensialforsterker, en unipolar effektforsterker. Det vil også bli gitt en beskrivelse av enkle kretsløp for å sjekke opampen.

Spenningsfølgeren er en ikke-inverterende forsterker med en enhetsforsterkning. Dette realiseres ved å lukke en negativ tilbakemelding og bruke et nyttig signal på en ikke-inverterende inngang.

Med denne inkluderingen prøver den operative forsterkeren å gi en nøyaktig kopi av signalet som kommer til inngangen ved utgangen. I hvert øyeblikk U ut \u003d U innderfor kalles den beskrevne krets repeateren.Repeaterkrets på op-amp:

Betydningen av å bruke en spenningsfølger

Hvorfor gjenta det som allerede er der?   En enhetsforsterkningsforsterker kalles også en buffer eller buffertrinn. Med en stor inngang og lave utgangsimpedanser er repeateren så bra som mulig egnet for å matche motstandskaskader.

Dermed blir hovedregelen for kretsløp observert - inngangsmotstanden til neste trinn skal være minst 3, eller bedre, 10 ganger utgangsmotstanden fra forrige trinn. I dette tilfellet gjennomgår signalet ikke forvrengning.

Parametere av driftsforsterkere

Moderne op ampere har enorm inngangsimpedans. Den samme billige og vanlige TL062 har en inngangsimpedans på 10 12 ohm. For en dobbel operasjonsforsterker (TL062, TL072, NE5532, LM833 ...) i en DIP-8 eller SO-8-pakke, er slått på i henhold til repeaterkretsen vist nedenfor:

I driftsforsterkere, når forsterkningen øker, smalere frekvensområdet og den øvre overførte frekvensen reduseres. Men i repeatermodus, og arbeider med en enhetsgevinst, er op-forsterkeren i stand til å arbeide opp til maksimale frekvenser for det.

På en eller annen måte, når du velger en op-forsterker for en repeater, er det ønskelig å ha en frekvensmargin flere ganger, bedre enn 10. I dette tilfellet kan du definitivt ikke bekymre deg for noen faseforvrengninger introdusert av selve driftsforsterkeren.

Når du velger en brikke til repeateren, i tillegg til bredden på frekvensområdet, er en viktig egenskap også utgangsstrømmen, som op-forsterkeren kan tilføre belastningen. Hvis driftsforsterkeren ikke er i stand til å tilveiebringe utgangsstrømmen som kreves for belastningen, begynner forsyn og forvrengning. Derfor, hvis vi snakker om en lavimpedanselast, som det kreves en strøm på mer enn 100 mA, kan ikke alle driftsforsterkere håndtere dette.

Hvordan beregne mengden strøm som op forsterkeren skal gi?

Veldig enkelt! Anta at en motstand med en motstand på 10 ohm fungerer som en belastning. En spenning på 5 volt kommer til repeateren, som den må overføre til lasten. I dette tilfellet, ved å bruke ohm-loven (I \u003d U / R), finner vi ut at for å opprettholde 5 volt på motstanden, trenger operativet å gi en strøm på 0,5 ampere. ( Dette er et grovt estimat, men ganske anvendelig i praksis.)

Konvensjonelle op ampere vil ikke være i stand til å takle en slik oppgave. Selvfølgelig kan utgangen forsterkes av en transistor, men da blir bruken av en repeater på en op-forsterker mindre berettiget.

For slike formål foreslås det å bruke TDA2030, TDA2040 eller TDA2050 inkludert i repeater-ordningen. Mikrokretser er ferdige, operative, forsterket av transistorer, driftsforsterkere, som avviker i maksimal utgangseffekt.

TDA2030 som en spenningsfølger

Tenk for eksempel TDA2030-brikken, fordi de to andre er hennes mektigere brødre. Opprinnelig ble brikken utviklet og brukt i lydforsterkere. De aller fleste husholdningsforsterkere, spesielt system 2.1 og 5.1, er bygget på denne brikken. Noe som er logisk og forståelig - brikken er billig og har samtidig gode egenskaper.

Brikken er implementert i en fem-pinners pakke og krever et minimum av deler for å fungere. Når den er slått på i henhold til repeaterkretsen, er det bare strømkondensatorer som kreves for normal drift. Det er bedre å forlate en motstand ved inngangen for å binde inngangen til bakken ved en konstant spenning, selv om det ikke er nødvendig.

Standardkretsen for å slå på brikken som lydfrekvensforsterker:

I standard inkludering av mikrokretsen (vist over), den foreslåtte datoen med et skjold, er forsterkningen satt til omtrent 20. Dessuten er driftsfrekvensbåndet begrenset til samme dato med et skjold på 140 kHz. Imidlertid kan mikrokretsløpet fungere opp til frekvenser på 0,5 ... 1 MHz når du arbeider på en spenningssvingerkrets med en enhetsforsterkning. I det minste viste mikrokretsen seg perfekt da han arbeidet med en frekvens på 100 kHz levert fra en sinusformet signalgenerator på Wien-broen, som den ble brukt til å forsterke utgangen til.

Elegant, vakkert og viktigst av alt - det fungerer. Brikken er solid oppvarmet, og det er ønskelig å bruke en radiator med et tilstrekkelig overflateareal. PC-prosessorens varmeleder er perfekt. Varmeavledning avhenger imidlertid av driftsmodus og belastningsmotstand. Det anbefales ikke å slå på brikken uten radiator.

I den opprinnelige versjonen drives mikrokretsen med en stabilisert spenning på ± 9V for å sikre stabiliteten til signalamplituden. Driften av mikrokretsen var ment med en effekt på 2-3 watt, av denne grunn ble kraftstabilisering utført på bankene 7809 og 7909, i stand til å gi strøm opp til 1A (avhengig av tilgjengeligheten til radiatorer). Spenningsområdet for TDA2030-brikken er   ± 6 ... ± 18 volt.

konklusjon

Repeateren på op-amp er kanskje den enkleste, men samtidig en veldig viktig kaskade. Når du utvikler elektroniske enheter, når en av opampene forblir ubrukt, er det definitivt bedre å bygge en repeater på den enn å la den være ubrukt. En spenningsfølger kan også brukes som en utgående strømforsterker.

BUFFER-FORSTERKER, INTEGRATOR, SAMMENLIGNING, SUMMATOR, LIMMITER ...Disse ordene er uløselig forbundet med lydutstyr, og selv om det ved første øyekast ikke er noe felles mellom dem, har de i virkeligheten et vanlig “arbeidsverktøy” - en operasjonsforsterker (op amp).

For å forstå hvilken rolle krisesentralen utfører, er det verdt å finne ut hva det egentlig er.
   Faktisk er dette et sett med transistorer koblet på en viss måte og består av en fem-terminal enhet som utfører funksjonene til en konstant spenningsforsterker. Figur 1 viser noen av de mest populære OA-betegnelsene:

Figur 1

Som forventet er inngangene til forsterkeren til venstre, det er to av dem - en omvendt, dvs. spenningen ved utgangen vil ha en motsatt fase enn ved denne inngangen, den andre er ikke invertering, dvs. utgangen vil være i fase med inngangen. Til høyre er utgangen fra forsterkeren, øverst og nederst er ledningene for å forsyne op-forsterkeren med en forsyningsspenning, vanligvis øverst "+ Uip", nederst "-Uip".

Annet enn det forsterkeren er differensial, dvs. bare spenningsforskjellen ved inverterende og ikke-inverterende innganger blir forsterket. I prinsippet blir dette forklart til og med logisk, uten analyse av kretsskjemaet. Hvis spenningen ved den ikke-inverterende inngangen er 5 V, men ved den inverterende 3 V, vil det, siden fasen til inverteringsinngangen reverseres, være trekk for å trekke 3 volt fra 5 volt. Derfor vil inngangsspenningen være 2 V, og denne spenningen vil bli forsterket av driftsforsterkeren.
   Opprinnelig ble op-ampere utviklet for å utføre matematiske operasjoner i analoge datamaskiner, og de så selvfølgelig ut noe annerledes:

  Figur 2. En av de første driftsforsterkere

Imidlertid, med utviklingen av mikroelektronikk, har op ampere radikalt endret utseende og dimensjoner til slike verdier at DIP-8-pakken ser gigantisk ut:

   Figur 3. Utseende av moderne overflatemonteringsampere sammenlignet med DIP-8

Det gjenstår å finne ut hva som er inni denne enheten, siden både hvordan den er indikert og hvordan den ser litt klar ut. Skjematisk diagram over driftsforsterkeren K140UD1 vist i figur 4.

  Figur 4

For større klarhet vil vi simulere denne kretsen i en simulator, selv om motstandsklassifiseringen måtte velges empirisk, men det var mulig å oppnå operabilitet fra kretsen:

   Figur 5. Skjematisk diagram av modellen k140UD1

Siden dette i utgangspunktet er en konstant spenningsforsterker, bør eksperimenter begynne med direkte spenning. For å gjøre dette legger du to likespenningskilder til kretsen og dekker forsterkeren NEGATIV TILBAKE (DUS).

  Figur 6. Testing av op forsterkerens ytelse for spenningsforsterkning.

Still nå spenningen på 0,5 V til V4 og kjør DC BEREGNING   simulator. Resultatet er følgende bilde:

  Figur 7. Stresskart.

Nå litt mer detaljert. Rent praktisk i alle lærebøker skrives det at forsterkerens forsterkningsboks i den "direkte" inkluderingen, d.v.s. når signalet påføres en ikke-inverterende inngang, er det proporsjonalt med forholdet mellom OOS-motstandene pluss en. I vårt tilfelle vil det være R17 / R18 + 1 \u003d 1.02 + 1 \u003d 2.02. Hvor kom 0,02 fra?  Fakta er at K140UD1 har en ganske lav inngangsimpedans, og for å oppnå den nødvendige nøyaktigheten, måtte R18 reduseres til 9,76 kOhm.

Da er det ikke klart - hvor inngangen på 0,5 V og ved utgangen på nesten 0,5 V, hvor er gevinsten?  Her bør det endres at 0,5 V er ved inngangen til adderen, men ikke ved inngangen til op-amp, som er basen til transistoren Q1, men ved basen på 0,24 V. Og i så fall, så viser det seg 0,24 x 2,02 \u003d 0,4848 V. I følge vitnesbyrdet fra simulatoren, 0.496 V, som igjen er en unøyaktighet i vår modell, hadde imidlertid den opprinnelige K140UD1 i seg selv ingen dårlig variasjon i parametere.

Men hvis inngangsspenningen er 0,5 V, hvorfor er da halvparten av den verdien basert på Q1?  Spenningen på V5 er , derfor danner R16 og R15 en spenningsdelere, og siden verdiene er de samme, vil spenningen deles av to, selvfølgelig vil basestrømmen Q1 gjøre sin del. Så det viser seg 0,24 V ved inngangen til op-amp.

Dette er imidlertid bare konsekvenser av kaskadene til denne kretsen; vi vil berøre noen få grunner:
Så snart en annen spenning enn null vises på basen til Q1, i vårt tilfelle er den 0,24 V, begynner Q1 å åpne seg, noe som igjen fører til en reduksjon i spenningen på dens samler. Å senke spenningen ved kollektoren Q1 reduserer strømmen som strømmer gjennom basen til Q6 og den begynner å stenge, som et resultat av at spenningen ved dens kollektor øker, noe som øker spenningen ved emitterfølgeren ved Q9 gjennom emitterfølgeren ved Q7 og spenningen ved utgangen til op-amp (punktet OUT) begynner å øke.

En økning i spenningen ved utgangen fra op-forsterkeren øker spenningen ved tilkoblingspunktet R17 og R18, og dette punktet er koblet til basen Q2, som er inverteringsinngangen til vår op-forsterker (figur 6). Q2 begynner å åpne seg litt og spenningen øker på senderen. Dette medfører lukking av transistoren Q1 og videre på kretsen har en effekt på påfølgende kaskader. Transistoren Q1 lukkes akkurat nok slik at det dannes en spenning på basen av Q2 som er så nær spenningen som mulig på grunnlag av selve Q1, og størrelsen på denne spenningen avhenger direkte av verdiene til motstandene R17 og R18. Jo mindre R18, jo større må spenningen dannes ved utgangen fra op-forsterkeren for å gjenopprette balansen i basiskaskadestrømmene på Q1 og Q2. Hvis du ikke endrer motstanden R18, men øker R17, vil en økning i utgangsspenningen til op-forsterkeren være nødvendig på samme måte, siden en ganske stor spenning vil falle igjen på Q17.
   Nå gjenstår det å øke spenningen ved kilden V5 og sørge for at spenningsverdiene virkelig legger seg opp.

  Figur 8. Den matematiske tilsetningen av de to begrepene V4 og V5.

Som det fremgår av figuren, oppnås summen av en volt ved to uttrykk V4 og V5 på 0,5 V hver, ved utgangen fra addereren, dvs. Den matematiske handlingen er sann.
   For større klarhet beveger vi oss bort fra den antikke K140UD1 og simulerer en adder i tre termer basert på den mye brukte TL071 op amp. Resultatet er følgende "kalkulator":

  Figur 9. Den matematiske tilsetningen av de tre begrepene.

Her bør du ta hensyn til rangeringene til OOS-motstandene. Forskjellen i kirkesamfunn er nesten to ganger, d.v.s. Op amp-forsterkningsboksen vil være R5 / R4 + 1 \u003d 3. HVORFOR? I forrige ordning var gevinstkofferen 2, men her 3?  I den forrige ordningen var det TO termer, derfor var det to inngangsdelere (R15 og R16 figur 6), derfor ble den innledende inngangsspenningen delt i to og for å gjenopprette verdiene måtte den dobles. I skjemaet i figur 9 deler vilkårene i TRE derfor inndelingsdeleren verdien i tre, og tredobling er nødvendig for restaurering. For større pålitelighet, la oss se på en adder med fire termer og allerede uavhengig beregne den resulterende forsterkningsboksen:

  Figur 10. Tilhenger av de fire begrepene.

Og hva har faktisk denne matematikken å gjøre med lydteknikk?
Det mest direkte. I lydteknikk er spenningen selvfølgelig variabel, men i en hvilken som helst, veldig kort tidsperiode, kan den betraktes som en konstant spenning, derfor er den matematiske prosesseringen av signalet ved bruk av op-forsterkeren ganske akseptabel:

  Figur 11. Representasjon av vekslingsspenning som konstant.

Basert på det faktum at en vekslingsspenning på et bestemt tidspunkt kan betraktes som konstant, introduseres et tilleggskonsept - ØYeblikkelig spenningsverdi, på samme måte er det mulig å appellere med øyeblikkelige verdier av strømmer og krefter. Hvordan det vil se ut i virkeligheten vises i figur 12:

  Figur 12. Tilhenger av de fire analoge begrepene.

Det er 4 kilder til et sinusformet signal V1-V4, hvis spenninger summeres av motstandene R1-R4 og utlignes i form av amplituden til op-amp X1. Avhengig av inngangen vises utsignalet fra addereren, vist i figur 13:

  Figur 13. Avhengigheten av utsignalet fra inngangen.

Og hva er den praktiske fordelen med denne addereren?  Hvis denne addereren er litt modifisert, oppnås i finalen den enkleste fire inngangen MIXER, og antall innganger kan være veldig forskjellige - fra to til tjue:

   Figur 14. Skjematisk diagram over den fire inngangsmikser.

I denne kretsen spiller kondensatorene C1-C4 rollen som å isolere og forhindre at DC-spenningen kommer inn i inngangen ved inngangen til op-amp, noe som noen ganger skjer. TL071 fungerer som en forsterker i dette skjemaet. Imidlertid kan praktisk talt hvilken som helst av de moderne op-forsterkere brukes - for utstyr til prisgunstig utstyr er deres parametere ganske nok. Variable motstander X1-X4 justerer nivået til hvert av inngangssignalene, som lar deg raskt endre volumet til noen av inngangskildene.

Strømkilden er to 15 V-kilder koblet i serie. Tilkoblingspunktet er koblet til fellestråden og i forhold til detdet viser seg to spenninger i forhold til fellestråden - PLUS FIFTEEN og MINUS FIFTEEN volt. En slik dobbel kilde kalles en bipolar spenningskilde og vanligvis er verdiene til pluss- og minus-ledningene de samme.

Imidlertid kan operativsystemet drives fra en enkelt kilde, det eneste du ikke bør glemme er det i denne OS-dokumentasjonen er verdien av en bipolar spenningskilde vanligvis indikert, og minimums- og maksimumsverdiene er indikert, for eksempel Uip min ± 5 V, Uip maks ± 20 V. Dette betyr at op-forsterkeren kan betjenes med bipolar strømforsyning i spenningsområdet ± 5 ... ± 20 V, men når den drives av en unipolar kilde, vil spenningsområdet se ut +10 ... + 40 V.

  Figur 15. Strømalternativer for OU.

Kraftforsyning fra en bipolar kilde er noe å foretrekke - kretsløpet er noe forenklet, ettersom inngangene er koblet enten "automatisk", som i diagrammet i figur 14, der nullspenningen ved inngangen til op-forsterkeren dannes av de nedre terminalene til de variable motstandene, eller nullen ved inngangen er dannet av en separat konstant motstand, hvorav en utgang koblet til en vanlig ledning, og den andre utgangen til inngangen til op-forsterkeren, vanligvis ikke invertering. Dermed settes inngangsspenningen på OA-utgangen, hvis det ikke tas hensyn til null drift.

Med en unipolar forsyningsspenning kan ikke forsterkerens utgangsspenning være negativ, men den trenger å forsterke både positive og negative halvbølger av sinusbølgen. For å løse dette problemet, dannes en virtuell null spesielt for op-amp. Vanligvis er dette to seriekoblede motstander koblet mellom kraftterminalene, og halvparten av forsyningsspenningen dannet på motstandspunktets tilkobling fungerer som en virtuell null (figur 16).

  Figur 16. Strømforsyning til op-forsterkeren fra unipolar spenning.

R1 og R4 utgjør halvparten av forsyningsspenningen, R3 er nødvendig for å redusere innflytelsen fra inngangssignalet, den genererte spenningen, samt for å øke inngangsmotstanden til enheten, siden C2, designet for å redusere impulsstøy og kraftrykkling på en virtuell , også vil påvirke inngangsvekslingsspenningen. C1 fungerer som en separasjonskondensator som skiller den konstante komponenten ved inngangen til op-forsterkeren fra kilden, fordi det er underforstått at kilden produserer en vekslende spenning. R5 og R2 danner OOS og i denne forsterkeren er forsterkningskofferten lik R5 / R2 + 1 \u003d 30k / 10k + 1 \u003d 4. C3 fungerer som en isolasjonskondensator mellom utgangen fra op-forsterkeren og lasten.

Når man sammenligner figurene 14, 15 og 16, blir det tydelig at op-forsterkeren kan klare seg uten en FELLES ledning, siden utgangsspenningen helt avhenger av spenningen ved inngangene, for å oppnå null spenning ved utgangen med bipolar kraft og halve spenningen med unipolar, er det nødvendig å "binde" en ikke-inverterende forsterkerinngang til null eller halvparten av forsyningsspenningen. Bare i dette tilfellet vil en uautorisert endring i den konstante komponenten i utgangssignalet bli utelukket, siden endringen i inngangssignalet vil skje i forhold til spenningen til denne "bindingen", dvs. FELLES ledningen for bipolar kraft og halvparten av forsyningsspenningen med unipolar effekt vil fungere som referansespenning. En slik situasjon antyder at for riktig drift av op-forsterkeren blir "renheten" av referansespenningen en prioritet. Når du kobler til et trykt kretskort, er det nødvendig å ta hensyn til viktigheten av disse referansespenningene og utelukke påvirkning fra eksterne faktorer på slike ledere, slik som induksjon av kraftsdelen, strømmen av strømmer fra kondensatorene til kraftfiltrene gjennom dem, siden alle endringer i referansespenningen vil føre til endringer i utsignalet til op-forsterkeren, dvs.    en separat leder må isoleres under referansespenningen på brettet, og den skal bare brukes som en spenningsreferanse for en op-forsterker eller en gruppe op-ampere, og e til hvilke andre formål .

Prinsippet for betjening av kondensatoren kan forklares på to måter:
Med en inngangsspenning på null lades kondensatoren til halve forsyningsspenningen. Når en positiv halvbølge vises, begynner kondensatoren å lade og strøm strømmer gjennom den, og siden R6, som fungerer som en last, er seriekoblet med C3, strømmer også strøm gjennom den, med strømmen fra topp til bunn. Så snart den positive halvbølgen passerer toppen og verdien begynner å synke, begynner kondensatoren å tømme. Dette vil føre til at strømmen flyter igjen, men i motsatt retning. Dermed dannes en vekslende spenning på R6.

Den andre forklaringsmetoden er knyttet til elementenes motstand mot elektrisk strøm. For likestrøm er kondensatormotstanden lik uendelig (teller ikke lekkasjestrømmer), men for vekselstrøm har verdien av kondensatormotstanden allerede en viss verdi, og denne verdien avhenger av kondensatorens kapasitet og frekvensen av strømmen. Siden motstanden varierer avhengig av noen forhold, er det nødvendig med en formel for å beregne nøyaktig hvilken motstand elementet har under visse forhold, og siden motstanden endrer seg, for å skille det fra motstandenes motstand, introduseres begrepet REACTIVE RESISTANCE, beregnet av formelen, der PI er antall PIer, er F frekvensen i Hertz, C er kondensatoren til kondensatoren i Farads. Basert på denne formelen er det ikke vanskelig å beregne hva motstanden til kondensatoren C3 vil være, figur 16 ved ekstreme frekvenser for lydområdet, nemlig ved en frekvens på 20 Hz, kondensatorens reaktans ved 47 μF vil være 169 ohm, og ved en frekvens på 20 kHz - 0,17 ohm. Med en lastmotstand på 2 kΩ vil 169 Ω innføre en svak signaldemping:

  Figur 17. Demping av vekslende spenning med reaktans C1.

Fra et matematisk synspunkt vil det således ikke være noen konstant spenning på belastningsmotstanden R6 i figur 16, siden for en konstant spenning er motstanden C3 uendelig, og for en vekslende spenning, reduseres motstanden fra 169 ohm til 0,17 ohm i lydområdet.

Så for å redusere reaktansen, bør kapasitansen til isolasjonskondensatoren tas så stor som mulig?  Egentlig ikke. Ved å variere kapasitansen til inngangskondensatoren, kan du for eksempel organisere et lite filter med infrarøde frekvenser, for eksempel når kapasitansen til isolasjonskondensatoren C1 er 22 μF, buffervorsterkeren på op-amp X1, frekvensresponsen til forsterkeren har form av en blå linje, og med C1 lik 2,2 μF - rød. Det fremgår av figuren at til tross for en liten blokkering i 20 Hz-regionen, er alt under trimmet ganske vellykket, og dermed beskytter wooferen mot overbelastning.

   Figur 18. Effekten av kapasitansen til isolasjonskondensatoren på frekvensresponsen til hele forsterkeren.

I tillegg bruker du egenskapene til kondensatoren for å endre motstand, gjør det mulig å bygge forskjellige filtre, og for dette er motstander koblet på en viss måte ved inngangen til op-forsterkeren, og da fungerer den som en kompensator for spenningsfallet, eller i tilbakemelding fra op-amp, og så endrer op-amp sin egen forsterkningskoffer avhengig av frekvensen .

Men før du vurderer filtre, bør du gå tilbake til det nevnte BUFFERFORSTILLER. Faktisk er bufferforsterkeren en mellomforsterker som har en flat frekvensrespons, det er ønskelig å ha justering av forsterkningsforsterkerne. Innføring av en bufferforsterker i en krets er vanligvis rettferdiggjort hvis forsterkeren har en utgangseffekt på 200 W eller mer. I dette tilfellet bør den egen forsterkningskofferten til effektforsterkeren være høy nok, siden utgangsspenningen til forforsterkerne er normalisert og er 0,75 eller 1 V, og for en effekt på 200 W er en spenning på omtrent 40 V amplitude (28 V rms verdi) allerede nødvendig, d.v.s. . forsterkeren trenger å forsterke signalet med 28 ganger, og dette er 32 dB.

Det er ingen hemmelighet at jo mer forsterkeren har sin egen forsterkning, jo større forvrengning den produserer. Derfor, for å redusere forvrengning, er det nødvendig å redusere forsterkningsforsterkeren, og for å oppnå samme kraft, er det nødvendig å øke amplituden til inngangssignalet. For å løse dette problemet brukes en bufferforsterker.

Kretsløpet til bufferforsterkere er ganske enkelt - vanligvis er dette en typisk inkludering av en op-forsterker, dekket av miljøvernsystemet, og den er justerbar. Strømforsyningen til op-forsterkeren blir vanligvis utført fra samme kilde som forsterkeren selv, for å oppnå den nødvendige spenningen for op-amp ± 15 V, blir parametriske stabilisatorer brukt, men først vil vi vurdere en krets drevet av en egen kilde:

  Figur 19. Skjematisk diagram over en bufferforsterker drevet av en egen kilde.

Først av alt, bør du ta hensyn til fraværet av en separasjonskondensator ved utgangen til forsterkeren - det er ikke nødvendig, siden det er en kondensator ved inngangen til selve forsterkeren. Forsterkeren har små blokkeringer i kantene av lydområdet, men til tross for den tilsynelatende helningen på linjene, er denne blokkeringen bare 0,1 dB med en forsterkning på 15 dB forsterkning, noe som er mer enn akseptabelt:

   Figur 20. Frekvensrespons for buffereforsterkeren på TL071 op forsterkeren fra TI.

Nivået på THD er heller ikke stort:

   Figur 21. THD-nivå for forsterker på forsterker TL071

Her betyr 1,2 m at de er milli prosent, d.v.s. dette er 0,0012%. Forresten, denne verdien avhenger direkte av den op-amp som brukes. Nedenfor er de samme grafene for den samme bufferen, men bruker allerede NE5534 og AD744:

   Figur 22. THD-nivå for op-amp NE5534 (over, på gul bakgrunn)
   og AD744 (nedenfor, på grønn bakgrunn)

Som det fremgår av grafene, synker THD-nivået betydelig, derfor, når du velger en op-forsterker, bør denne faktoren tas med i betraktningen og før installasjon er det mulig å studere mer detaljert egenskapene til den planlagte op-amp. For eksempel har NE5534 en bipolar inngang, noe som reduserer inngangsimpedansen, men har en høyere lastekapasitet, som lar den fungere stabilt på inverterende effektforsterkere med en stor egenforsterkningsforsterker.

For et mer illustrerende eksempel bruker vi basiskretsen til Holton-forsterkeren:

   Figur 23. Skjematisk diagram over Holton effektforsterker

THD-nivået i denne utførelsen når 0,03%, med en forsterkning på 32 dB.

   Figur 24.

Nå "fester" vi bufferverskeren til forsterkeren og sjekker nok en gang THD-nivået:

   Figur 25. Holton forsterker med buffer op-amp på TL071

  Figur 26. THD-nivå med bufferopamp på TL071.

Som du ser av grafen, falt THD-nivået nesten 3 ganger (!), Og dette er når du bruker den vanlige TL071 op-amp. Hvis du likevel reduserer forsterkningsboksen til selve forsterkeren og øker forsterkningsboksen til bufferforsterkeren, og i stedet for TL071 bruker AD744, kan THD-nivået reduseres ytterligere med to ganger.

   Figur 27. THD-nivå når du bruker AD744.

La oss se nærmere på diagrammet i figur 25:
C3 og C6 er elektrolytiske kondensatorer som filtrerer lavfrekvenskomponenten til strømmen, og C4 og C5 er filmfilter som filtrerer RF;
  D1 og D2 - zener dioder ved 1,3 W, 15 V;
  R3 er underforstått av en innstillingsmotstand som lar deg raskt endre gevinsten til bufferbufferen op-amp;
  C7 er en korreksjonskondensator, som drastisk reduserer forsterkningsfaktoren til forsterkningsforsterkningen på ultralyd og gir stabilitet (reduserer tendensen til spenning) til buffeforsterkeren;
  R17 og R20 endres i sammenligning med lignende kretsløp 23, siden de er ansvarlige for sin egens;
  motstandene R4 og R5 fungerer som strømbegrensende (forkoblings) motstand for en parametrisk stabilisator, og jo høyere spenningen til selve forsterkeren er, jo høyere er graden de må ha, og jo mer varme vil de spre. Verdien av motstandene bør velges på en slik måte at 0,1 ... 0,15 W blir spredt på zenerdioden D1 og D2. Dette vil sikre at den stabiliserte spenningen ikke endres i tilfelle strømbrudd og ikke vil avhenge av strømforbruket til selve forsterkeren eller av strømmen som forbrukeren forsterker til belastningen. Rangeringene av ballastmotstandene for forskjellige forsyningsspenninger til forsterkerne er oppsummert i tabellen:

Det bør umiddelbart legges til at både zeneraldioder og ballastmotstander blir oppvarmet, derfor må større kontaktputer for disse elementene være anordnet på kretskortetslik at de fungerer som små kjøleribber. Et større kontaktområde er også mye mer pålitelig for baskeelementer, og sannsynligheten for å bevege seg bort fra loddeelementet avtar betydelig over tid.

Etter å ha fullført emnet med buffereforsterkere, gjenstår det bare å merke seg at siden op-forsterkeren er installert, så på den kan du organisere en ekstra node, kalt en begrenser. BEGRENSER - en modul som måler toppnivået på utgangssignalet og, basert på disse målingene, styrer forsterkningsboksen til den brukte op-forsterkeren, som eliminerer utseendet på klipping ved forsterkerens utgang. I magnetisk opptaksutstyr ble noe lignende kalt AUTOMATISK NIVÅREGULATOR.
   Hovedproblemet når du oppretter en begrenser er valget av en tidskonstant for begrensningsreaksjonen, siden en for rask reaksjon vil endre det dynamiske området til lydsignalet ganske sterkt, og hvis det er for stort, vil ikke begrenseren ha tid til å behandle inngangssignalet og vil hoppe over klipping. Figur 28 viser et fragment av en begrenserkrets som er organisert på basis av en buffer op amp, dvs. dette er det "fullførte" diagramet i figur 25:

  Figur 28. Organisering av begrenseren.

Kretsen er spesielt organisert på den mest primitive måten - signalet fra forsterkerutgangen føres til høyre terminal på motstanden R52, deretter blir det utbedret av dioden broen på diodene D12, D13, D17, D18 og mates til amplitudebegrenseren på D14 og D15. Spenningen til Zener-diodene D14 og D15 er valgt med omtrent 5 ... 8 V mindre enn den maksimale utgangsspenningen til effektforsterkeren, og R50 begrenser strømningsstrømmen og danner sammen med C20 en tidsinnstillende kjede for reaksjonstid for begrenseren, d.v.s. hvor raskt begrenseren vil redusere forsterkningen til bufferforsterkeren når den maksimale signalamplitude vises. Tiden etter hvilken begrenseren "returnerer" den opprinnelige forsterkningsboksen til bufferen op forsterker avhenger av kapasitansen C20 og motstanden R51. D16 beskytter lampen på AOR124 optokoppleren mot å brenne ut ved overspenning. HL1-lampen "skinner" på fotolederoptokobleren R49, som under belysning reduserer motstanden, og reduserer forsterkningsfaktoren til bufferen på forsterkeren betydelig.

Dessverre optokoblere FOTOMOTOR   ikke så mye, og deres utskiftbarhet er ikke veldig god, så det er bedre å se etter optokoplere av denne serien, og det er bedre med bokstaven B på slutten, dvs. AOR124B - når lampen er på, reduseres fotoresistorens motstand til 360 ohm, og for resten av denne serien til 1,2 kOhm, selv om dette er nok for denne begrenseren.

Op-ampere er imidlertid bra, ikke bare i bufferforsterkere - ved å bruke sett med motstander og kondensatorer du kan også bygge tonekontroller på dem, og båndutjevnere, og filtrere bare for et visst frekvensområde. Tenk for eksempel diagrammet i figur 29:

  Figur 29. Høypassfilter.

R1 og C2 danner et førsteordens filter, hvis prinsipp er bedre forklart gjennom reaktanse - når en viss frekvens er nådd, vil reaktansen begynne å avta, og så snart den blir mye mindre enn R1, vil også inngangssignalets amplitude avta. For å sjekke, ta frekvensresponsen til denne kretsen tegnet av simulatoren:

   Figur 30.

Beregn nå reaktansen C1 for frekvensene vist i grafen over. Frekvensresponsen til frekvensresponsen begynner ved omtrent 2 kHz, for denne frekvensen vil reaktansen C2 være 169 kOhm, med hensyn til 22 kOhm R1 dette begynner å føles. Ved en frekvens på 24,1 kHz vil motstanden C2 være 14 kOhm, og dette er 1,6 ganger mindre enn motstanden R1, derfor bør spenningen også reduseres med 1,6 ganger, noe som faktisk skjer ved en spenning på 1,22 V ved en lav frekvens på 500 Hz ved en frekvens på 24 kHz, reduserte amplituden til 0,75 V, dvs. de samme 1,6 ganger.

Nå legger du til en, nøyaktig den samme koblingen som R1-C2, og få et andreordens filter:

  Figur 31. Andre ordens filter

  Figur 32. Frekvensresponsen til andreordens filter.

Som du ser av figuren har utgangsspenningen ved lave frekvenser gått ned, bokstavelig talt med 0,2 V, men ved høyfrekvens er blokkeringen mye mer intens - nå ved 24 kHz er utgangsspenningen 0,3 V, noe som er mer enn 2 ganger mindre enn i forrige filter. For større klarhet, oversett disse verdiene i dB, siden det menneskelige øret oppfatter volumnivået i henhold til den logaritmiske loven, og frekvensresponsen til filteret av andre ordre har følgende form:

  Figur 33. Frekvensrespons for et andreordens filter i dB.

Grafen viser nå at ved en frekvens på 24 kHz er frekvensresponsblokken 10 dB, dvs. 3 ganger lavere enn lavfrekvensen. Kvalitetsfaktoren til dette filteret, dvs. avhengigheten av hvor mye gevinsten reduseres avhengig av frekvensendring er 5 dB per oktav. Octave er et musikalsk konsept som betyr at frekvensen har endret seg nøyaktig 2 ganger. I dette tilfellet ble frekvensene 10 kHz og 20 kHz tatt for beregningsperioden, og amplituden i dette avsnittet falt med 5,2 dB.
   Tenk på et annet eksempel - et tredje ordens filter, dvs. som inneholder 3 identiske noder:

   Figur 34. Tredjeordens filter.

   Figur 35. Frekvensrespons for et tredje ordens filter.

I dette filteret er "blokkeringen" av frekvensresponsen 7,5 dB per oktav, dvs. reduksjonen i amplitude er mye mer intens.

Ved hjelp av samme prinsipp kan du organisere lavpassfilter:

  Figur 36. Lavpassfilter

  Figur 37. Frekvensrespons for lavpasfilteret

Disse filtrene brukes ofte i forsterkere for å begrense lydområdet.hvor ubehagelige forstyrrelser vanligvis legger seg. Imidlertid kan du organisere, ved hjelp av høypassfilterkretser lavpassfilter, for subwoofer:

   Figur 38. Filter for subwooferen

   Figur 39. Frekvensresponsen til filteret for subwooferen

Til tross for at dette filteret har full ytelse, vil det å anbefale bruken ikke være helt riktig - det har ingen grense for infrarøde frekvenser, og dette øker sjansen for overoppheting av den dynamiske hodespolen eller dens mekaniske skade som følge av påvirkninger på magnetsystemet.

Nå, som et filter, kan du vurdere følgende skjema:

  Figur 40.

Her er op-forsterkeren koblet gjennom en inverterende inngang, og OOS til op-amp inneholder RC-kjeder som unikt vil påvirke frekvensresponsen til denne kretsen. Kretsen inneholder også en variabel motstand X1, i midtposisjonen til motoren som komponentene til OOS og inngangskretsen er gjort helt symmetriske, noe som gjør det mulig å anta at OOS kompenserer for endringer i inngangselementenes frekvensrespons. Motstandsklassifiseringen er skrevet på diagrammet til venstre for motoren, i dette tilfellet er den 100 kOhm, og til høyre er posisjonen til motoren i prosent i forhold til dens fulla slag, dvs. 50 betyr at motoren er i midten. For å sjekke dommer om frekvensresponsen, la oss se på frekvensresponsen til denne kretsen dannet av simulatoren:

  Figur 41.

Faktisk er den røde linjen som reflekterer formen på frekvensresponsen praktisk talt ved nullmerket. Beveg den glidebryteren for variabel motstand mot R2:

  Figur 42

Som det fremgår av figuren, begynte forsterkeren å forsterke en viss del av frekvensresponsen lokalisert i området 40 Hz, og dette indikerer at reaktansen til kondensatorene C2 og C3 endres så mye at den begynner å påvirke OOS, og formen på den resulterende frekvensresponsen er veldig lik formen til frekvensresponsen til LC-resonanskretsen Imidlertid er det ingen induktanser, derfor er resonans som sådan ikke mulig. For å bestemme burstfrekvensen introduseres et tilleggskonsept - QUASI-RESONANCE. Kvasi-resonans kan forårsake både en AFC-bølge oppover og en blokkering nedover - bare flytt glidebryteren for variabel motstand mot R4:

  Figur 43

Ved hjelp av dette filteret kan du allerede opprette fullfilter for subwooferfordi det har gode begrensninger innen infrarøde frekvenser. Det eneste som kan være nødvendig er å endre verdien på frekvensinnstillende kondensatorer, siden filterets kvalitetsfaktor er ganske høy. Resultatet er følgende krets og frekvensresponsen:

  Figur 44

Ved hjelp av flere filtre som er koblet parallelt, men med forskjellige frekvensinnstillende kondensatorer, kan du bygge en utjevner - en tonekontroll som justerer i fire eller flere deler av frekvensresponsen (bånd). Figur 45 viser et diagram av en slik utjevner for 8 bånd:

  Figur 45. Skjematisk diagram av en utjevner for 8 bånd.

Imidlertid er dette langt fra den eneste måten å bygge utjevnere ved å bruke op-ampere. Figur 47 viser et diagram av en fullstendig passiv utjevner der opampene fungerer som en buffervorsterker (X1) og en tapskompensator (X2).

   Figur 46. Skjematisk diagram av en passiv utjevner,
  publisert i tidsskriftet RADIO på åttitallet.

Noen ganger, for å bygge utjevnere basert på op-amp, skill båndpassfilterinkludert i OOS til et annet OS. Dette lar deg redusere påvirkningen fra båndene på hverandre, så vel som innenfor et bredt område for å endre stigningsblokkeringen av frekvensresponsdelen av det valgte båndet:

  Figur 47.

men når du bygger en stereo-utjevner, er det ønskelig at begge kanaler er identiske med hverandre, og dette krever bruk av motstander og kondensatorer uten spredning av parametere. Det er veldig vanskelig å finne slikt, så du må velge både motstander og kondensatorer. Bli kvitt denne vanskeligheten vil tillate en endring i kretsløpet til båndpassfilter, nemlig bruk av justerbare filtre. På åttitallet ble et opplegg med en lignende utjevner basert på K157UD2 publisert i RADIO. Bruken av nettopp disse op-ampere ble begrunnet med at de er dobbelt. Imidlertid er mikrokretser som inneholder 4 op-ampere i deres tilfelle ikke knappe i dag, derfor vil en økning i antall op-ampere for justerbare filtre praktisk talt ikke påvirke økningen i antall mikrokretser. Fembåndets utjevningsskjema basert på justerbare filtre er vist i figur 48, og denne utjevneren kan lett utvides til en 15-bånds en:

  Figur 48

Forresten, det er alt ovennevnte utjevnere var fra utladningsgrafikk, dvs. når du bruker glidebryter med forskjellige motstander i nærheten av hver motor, bruk en kalibrering, og deretter etter posisjonen til motstandsmotoren kan du bedømme formen på frekvensresponsen:

  Figur 49. Frontpanelet til den grafiske utjevneren SURF E024C

men det er en annen type utjevner - parametrisk. Disse utjevnerne lar deg påvirke ikke bare økningen i blokkeringen av frekvensresponsen i et bestemt område, men også å flytte dette området og i tillegg til å regulere kvalitetsfaktoren.

   Figur 50. Frontpanel på den parametriske utjevneren av Klark Teknik DN410

I hverdagen brukes slike utjevnere ekstremt sjelden, men det er de som gjør det mulig å justere frekvensresponsen mer nøyaktig, avhengig av behovet.

Vi snakker om parametriske utjevnere fordi kretsen i figur 48 lar deg transformere denne utjevneren til en parametrisk utjevner, som det er nødvendig å erstatte tuningmotstandene til båndpassfiltrene med en seriekoblet tuningmotstand med en lavere nominell verdi og en variabel motstand som vises på frontpanelet.

På den annen side forbyr ingen å bruke ett bånd av denne utjevneren for å isolere og forsterke en smal del av frekvensresponsen, som nettopp er nødvendig for å lage et multifunksjonsfilter for subwooferen, som bare en faseskifter kan legges til for å eliminere faseforandringen som skjer i selve filteret. Resultatet er følgende filterkrets for subwoofer:

  Figur 51. Skjematisk diagram over subwooferfilteret

Figur 52 og 53 viser endringene i formen til frekvensresponsen avhengig av justering av frekvens og kvalitetsfaktor:

   Figur 52. Endre filterfrekvens for subwooferen

Figur 53. Endre kvalitetsfaktor på filteret for subwooferen.

Alle tidligere vurderte alternativer for bruk av op-ampere var basert på bruk av OOS - negativ tilbakemelding. men Husly kan dekkes av positive tilbakemeldinger - PIC, dvs. tilbakemelding starter kl IKKE-INVERTERENDE INNGANG. Slik innkobling lar deg “digitalisere” noen analoge hendelser, for eksempel når en viss temperatur er nådd, skal en slags hendelse skje, for eksempel vil den tvungen kjøleviften slås på, og så snart temperaturen synker under en viss temperatur, slås den av. Lignende handlinger kan ta viftekontrollkretsvist i figur 54.

  Figur 54. Skjematisk diagram over viftestyringen.

I diagrammet fungerer R7 som en vifte fra datautstyr, hvis størrelse og ytelse avhenger av utformingen av forsterkeren. Trimmermotstand X1 justerer responsgrensen. Motstand R8 brukes til å slå på viften med minst hastighet og må være minst 1 watt, og motstanden velges avhengig av ytelse. For større klarhet kobler vi til kretsen en lavfrekvensgenerator med en liten amplitude som simulerer en endring i R2 avhengig av temperaturen og sammenligner inngangs- og utgangsspenningen til op-amp:

  Figur 55. Inngangs- og utgangsspenning til op-forsterkeren.

Her indikerer den blå linjen inngangsspenningen ved inverteringsinngangen, rød ved den ikke-inverterende inngangen, og grønn ved utgangen fra op-forsterkeren. Siden utgangsspenningen endres, påvirker den også spenningsverdien ved den ikke-inverterende inngangen gjennom motstand R4, men avhengigheten av endringene er ikke veldig synlig i dette tallet, så vi slår av spenningen ved utgangen til op-forsterkeren og ser nærmere på spenningen ved inngangene:

   Figur 56. Spenningen ved inngangen til op-amp.

Så lenge R2-motstanden er kald, er dens motstand stor og spenningen ved inverteringsinngangen vil være positiv, derfor vil spenningen ved op-amp-utgangen være så nær som mulig til den negative forsyningsspenningen (blå linje i figur 56), og dette vil igjen føre til en liten negativ spenning ved den ikke-inverterende inngangen, ca. -0,3 V (rød linje i figur 56). Når R2 varmes opp, vil motstanden begynne å avta, noe som vil medføre en reduksjon i spenningen ved inverteringsinngangen til op-amp, og deretter en overgang til en negativ verdi.

Så snart spenningen ved inverteringsinngangen blir mindre enn ved ikke-inverteringsverdien, begynner spenningen ved utgangen til op-forsterkeren å øke, noe som vil medføre en økning i spenningen ved den ikke-inverterende inngangen, og spenningsdifferansen ved inngangene til op-amp vil øke enda mer. Siden op-forsterkeren bare forsterker spenningsdifferansen ved inverterende og ikke-inverterende innganger, vil en økning i spenningsdifferansen forårsake en enda større økning i utgangsspenningen ved op-amp-utgangen og forskjellen i inngangsspenninger vil bli enda større. Dermed dannes en skredprosess, som bidrar til en nesten øyeblikkelig endring i utgangsspenningen ved utgangen fra op-forsterkeren, som faktisk forekommer i figur 56, på tidspunktet 1 i tidsskalaen. På slutten av denne prosessen dannes det en spenning ved utgangen fra op-forsterkeren, som er nær verdi i forhold til en positiv kraftkilde, og en positiv spenning på 0,3 V vises ved den ikke-inverterende inngangen.

Utseendet til en positiv spenning ved utgangen fra op-forsterkeren åpner transistoren Q1 (2N5551), som igjen åpner Q2 (BD139) og viften øker hastigheten til maksimalt. Forresten, spenningen på nesten 15 V kan på ingen måte tilføres alle datamaskinvifter, siden ikke alle viftene bruker motorviklingsstyringsenheten for å operere med høyere hastigheter. Når man har nådd maksimal hastighet og en ytterligere økning i forsyningsspenningen, klarer magnetfeltet til de limte motormagnetene allerede å skli gjennom ønsket Hall-sensor, og som et resultat øker motorens vibrasjon, hastigheten avtar og oppvarmingen av motorens strømtaster øker kraftig. Derfor, når mating av kretsen fra en spenning på ± 15 V, bør en 0,5 W motstand være anordnet, seriekoblet med viften. Motstanden til denne motstanden er valgt slik at viften har 12-13 V, vanligvis er 5 ... 10 ohm nok.

Så snart avkjølingen starter, logisk, skal termistoren motstand øke, men antar at den termiske motstanden til radiatoren ikke er veldig god og at termistoren fortsetter å varme opp, og spenningen ved inverteringsinngangen fortsetter å avta.
Men etter en tid senere vil termistoren begynne å avkjøle og dens motstand begynner å øke, og spenningen ved inverteringsinngangen vil begynne å øke, gå til null og bli til en positiv verdi. Så snart spenningen når en verdi lik spenningen ved den ikke-inverterende inngangen og skredprosessen begynner umiddelbart, men allerede i negativ retning - begynner utgangen å avta og provoserer en reduksjon i spenningen ved den ikke-inverterende inngangen, øker spenningsforskjellen ved inngangen til op-amp og til slutt nærmer seg spenningen så nær som mulig negativ forsyningsspenning. Hva som faktisk skjer på tidspunktet 2, der viften slås av.

hvordan fra grafen kan man se at bytte av op-forsterkeren ikke skjer ved samme temperatur - først skal det oppstå en liten overoppheting (spenningen på termistoren skal være mindre enn -0,3 V), i forhold til den innstilte verdien, og deretter litt superkjøling (spenningen på termistoren skal overstige + 0,3 V).  Basert på dette kan du bygge grafen vist i figur 57:

  Figur 57.

Den resulterende ordningen representerer en av de mulige schmitt utløser implementeringer  eller komparator, og grafen vist i figur 57 er en beskrivelse hysterese løkker, dvs. denne ordningen kan betraktes som enkleste analog til digital omformer  - ADC.
   I tillegg til temperaturkontroll lignende kretser kan brukes til å kontrollere det andre effektnivået i lydforsterkere i klasse H. Prinsippet for drift av disse forsterkere er basert på separasjon av forsyningsspenningen i to, vanligvis de samme delene, og mens utgangssignalnivået er mindre enn den nedre strømforsyningen, bruker terminaltrinnet en lavspenningskilde. Så snart amplituden til utgangssignalet begynner å nærme seg størrelsen på forsyningsspenningen, tilføres den "andre delen" av strømmen til terminaltrinnet. For en mer detaljert diskusjon bruker vi Holton-forsterkeren:

   Figur 58. Skjematisk diagram over Holton i klasse H

I denne kretsen som komparator brukes en spesialisert forsterker LM311har en transistor ved utgangen og sendes ut av senderen og samleren, noe som utvider mulighetene til denne brikken - det er mulig å slå på både repeateren og utgangen med en åpen samler.

Så snart spenningen ved forsterkerens utgang når +40 V, vil komparatoren X3 endre spenningen ved utgangen, og transistorene X9 og X10 vil åpne og en spenning på +100 V blir påført avløpene til transistorene i terminaltrinnet. Så snart utgangsspenningen faller under 22 V, vil komparatoren igjen endre sin tilstand og strømmen "andre etasje" vil bli slått av. Spenningene der "andre etasje" med kraft slås av og på bestemmes av stillingen til motoren til innstillingsmotstanden R30, og hysteresesløyfen er dannet av motstanden R37, og i denne kretsen er verdien av denne motstanden noe undervurdert for større klarhet. Når du gjentar kretsen, anbefales det å bruke en nominell verdi på 2,2 megohms. Hvis du er sikker på at du har KORREKT PCB-oppsett og sannsynligheten for pulsopptak minimeres, kan du helt nekte denne motstanden - den indre strukturen i mikrokretsen tillater det.

Den samme prosessen skjer for den negative armen, bare X4-komparatoren overvåker den, og M7- og M8-transistorer kobler det andre effektnivået.

  Figur 59. Administrere det andre effektnivået til en klasse H-forsterker.

Som transistorer for tilkobling av det andre effektnivået på kretsen, brukes IRF640 og IRF9640, som det vanligste. Motstander R63, R64, R69, R71 brukes for å redusere sjokkprosessen som oppstår når andre nivåstransistorer åpnes og som uunngåelig vises på utgangssignalet. For å redusere den samme prosessen brukes også kondensatorer C13 og C14. Hvis det ikke er noen problemer med konfigurasjonen, kan du i stedet for par med krafttransistorer bruke en om gangen for å bruke mer høyspenningstransistorer IRF5210 for den positive skulderen og IRF3710 for den negative. Motstand ved kilden må reduseres til 0,1 Ohm. Styresystemene drives av parametriske stabilisatorer R53-D8-D9, for den positive kraftarmen og R56-D10-D11, for den negative armen. To identiske zener-dioder gir et virtuelt midtpunkt for hver op-forsterker, og dette punktet er referansepunktet for komparatoren.

Vel, hva gir egentlig en slik inkludering av terminalkaskaden? Først av alt, å redusere varmen som er spredt av slutttrinnet, siden endring av forsyningsspenningen til slutttrinnet reduserer kroppen som blir spredt betydelig av dette trinnet. Og siden varmeutviklingen er blitt mye mindre, er det allerede mulig å bruke et mindre antall par transistorer for dette veldig terminale trinnet, og dette er allerede en kostnadsbesparelse. I tillegg brukes IRFP240-IRFP9240 som transistorer i sluttfasen, maksimal spenning på STOK-ISTOK er 200 V, derfor bør forsyningsspenningen til forsterkeren i henhold til den tradisjonelle ordningen ikke overstige ± 90 V (ti volt per teknologisk reserve, selv om dette ikke er nok). Ved å bruke en to-nivå strømforsyning, kan spenningen økes, siden til enhver tid ikke mer enn 3/4 av den totale forsyningsspenningen blir påført transistorene. Med andre ord, selv når den drives av en to-nivå strømforsyning på ± 50 V og ± 100 V, vil en spenning på ikke mer enn 150 V bli påført transistorene, siden selv ved den maksimale amplituden til utgangssignalet vil en av andre-nivå-kontrolltransistorer være lukket - hvis den positive halvbølgesignalen er lukket, vil kontrollen være lukket "andre etasje" med negativ spenning og omvendt - hvis utgangen er minus halvbølgen, vil kontrollen av pluss "andre etasje" bli lukket.

Det er skjematisk mulig å organisere komparatorens arbeid på en slik måte at den ikke sporer ett nivå av spenningen sammenlignet med referansen, men to. Disse komparatorene kalles to terskel, og du kan bruke dem, for eksempel til å kontrollere spenningen til forsterkeren, for å kontrollere nivået på konstant spenning ved utgangen til forsterkeren. C dC spenningsbeskyttelse for høyttalere  og start:

  Figur 60. Beskyttelse av høyttalerne mot konstant spenning.

Her, ved inngangen til op-forsterkeren, ble opprinnelig spenning påført, organisert på dioder D3 og D4 (1N4148). En sinusformet signalgenerator V1 brukes som utgangen fra effektforsterkeren, og hvis det vises en positiv likespenning på den, kan den ikke øke verdien ved en ikke-inverterende inngang - den vil ikke gi D3, men ved inverteringsinngangen påvirker ikke en økning i den positive spenningen Op-forsterkeren vil danne nesten minus forsyningsspenningen, noe som vil medføre lukking av kompositttransistoren Q1-Q2 og reléet (R12) vil slå seg av. Hvis minusspenningen vises ved utgangen til forsterkeren, vil den ikke kunne øke, eller rettere sagt redusere, ved inverteringsinngangen - den vil ikke gi D4, men ved den ikke-inverterende inngangen kan den fritt ta negative verdier, noe som også vil føre til utseendet på en nesten minusspenning på op amp-utgangen strøm og stafett slås av igjen. La oss for eksempel levere en spenning med en amplitude på 9 V og en frekvens på 0,1 Hz fra generatoren, som kan betraktes som simulering av en konstant spenning:

   Figur 61. Tidsdiagrammer for bruken av AU-beskyttelsen, varighet 10 sekunder.

Den blå linjen er signalet fra generatoren, den røde linjen er spenningen på samlerne Q1 og Q2.
  Kjeden C2 og R13 tjener til å forsinke tilkoblingen til høyttalerne i det øyeblikket forsterkeren slås på og kort (mens C2 lader) tilfører en liten positiv spenning til inngangen til enheten.

Og hvorfor er denne kretsen bedre enn populære transistoranaloger?  Det er en nyanse som før eller siden kan føre til problemer. Ta for eksempel et av de populære DC-spenningsbeskyttelsesordningene:

  Figur 62. Skjematisk diagram over beskyttelsen av høyttalerne mot konstant spenning.

Pluss at forsterkerens utgang åpnes Q1-Q3 stenger, minus ved utgangen til forsterkeren åpnes Q2 - Q3 stenger, alt ser ut til å være sant, men hvordan skjer dette? Kapasiteten til C2 er stor nok, og det vil ikke tillate å slå reléet av og på umiddelbart hastigheten på lukking og åpning av relékontakter blir redusert, noe som forårsaker brenning av kontaktene og til slutt, feilen i reléet. For å gjøre det klart, kan du vurdere spenningsgrafene på samlerne av kontrolltransistorreléene:

   Figur 63. Oscillograms på samlere av krafttransistorer.

Her er den blå linjen spenningen ved samleren Q2 i figur 62, og den røde linjen ved samleren til transistoren Q2 på figur 60. Som det fremgår av figuren for tradisjonell beskyttelse, endres forsyningsspenningen for reléet innen 0,1 sek, mens for beskyttelse med op-forsterkeren koblingen tid avhenger bare av hastigheten på selve forsterkeren og hastigheten på krafttransistorer, dvs. nesten øyeblikkelig, sammenlignet med tradisjonelle.

Etter samme prinsipp kan du organisere myk start for kraftforsterker, og i tillegg til mykstart, vil kretsen også kontrollere forsyningsspenningen. Hvis den sekundære strømforsyningen endrer seg over eller under den innstilte grensen, for eksempel under sveising i samme fase av nettspenningen, eller under vindvær, vil ledningene til nettverkslinjen overlappe hverandre og 280-340 V vil vises i kontakten, vil denne kretsen automatisk skifte forsterkeren til starte. Hvis situasjonen varer i ganske lang tid, vil dette føre til at den strømbegrensende motstanden brenner ut og forsterkeren slås helt av. Kretsdiagrammet er vist på figur 64:

  Figur 64.

Her simulerer V1 og V1 sekundærviklingene til krafttransformatoren, V3 - simulerer overspenninger i nettspenningen, R1 og R2 - simulerer en ONE-motstand som er koblet i serie med primærviklingen av krafttransformatoren og skiftes av relékontakter, hvis vikling simulerer motstanden R15, R 3 - simulerer hvilestrømmen til forsterkeren makt. For å oppnå et smalere driftsområde, brukes Schottky-dioder i kretsen, siden de har et lavere spenningsfall, kan erstattes med 1N4144.

I øyeblikket påkoblingen blir C3 utladet og reléet er av, kondensatorene til de sekundære kraftfiltrene lades gjennom en motstand installert i serie med primærviklingen av transformatoren. Ofte overskrider ladetiden for de sekundære kraftkondensatorene ladetiden til C3, derfor forblir relékontaktene åpne. Så snart spenningen når et visst nivå ved den øvre terminalen C1, blir komparatoren utløst og reléet slått på - kretsen har gått over til driftsmodus. så snart spenningen på C1 blir mindre eller mer enn spenningen som er innstilt av innstillingsmotstanden R5, vil komparatoren igjen fungere og slå av reléet - strømmen tilføres gjennom strømbegrensende motstand. Kraften til transformatoren er ikke lenger nok til å forbrenne terminalens transistorer til forsterkeren, hvor transienter vil begynne å danne seg i løpet av overspenninger. Imidlertid, hvis kondensatorene er store nok, kan energien som er lagret i dem være nok til at noe skal svikte, så det anbefales å bruke et høyspent høyspenningsrelé med tre vekslende grupper av kontakter. Én gruppe vil skvise motstanden i primærviklingen av transformatoren, og den andre strømbegrensende motstanden installert på kraftbussene etter de viktigste sekundære kraftkondensatorene:

  Figur 65. Den mest optimale bruken av stafettkontaktgrupper.

Som en tilleggstjeneste kan denne kretsen fremdeles overvåke den tekniske tilstanden til C1 (figur 64), og hvis kapasiteten avtar fra "uttørking", vil enheten ikke engang tillate strøm til forsterkeren. Men her vil det være nødvendig å legge til nøyaktig den samme ordningen for å overvåke den tekniske tilstanden til kondensatorene til den negative forsyningsarmen, men bruken av op forsterker type TL072 (i ett hus 2 op forsterker) vil redusere antall deler som brukes.

Til slutt gjenstår det å vurdere en annen måte å bruke op-ampere på, som vanligvis brukes i kraftforsterkere av høy kvalitet, dessuten brukes den som en konstant spenningsforsterker.

For å sikre at utgangen til DC-effektforsterkeren er så nær null som mulig, brukes integratorer - moduler som overvåker størrelsen på den direkte spenningen og, basert på størrelsen på DC-komponenten, gjør justeringer til forsterkermodusene og derved bringer likespenningsnivået til null. Ta for eksempel den samme Holton-forsterkeren:

   Figur 66. Skjematisk diagram over en Holton-forsterker med en bufferforsterker og integrator.

Utgangsspenningen til kraftforsterkeren gjennom motstanden R49 faller på kondensatoren C21, som filtrerer signalets variable komponent. Diodene ombord D12 og D13 eliminerer overskuddet av inngangsspenningen for forsterkeren og beskytter den mot overbelastning. Deretter går spenningen til inverteringsinngangen til op-amp X7 og sammenlignes med , som mates til den ikke-inverterende inngangen til op-amp. Op-forsterkeren er dekket av en dyp OOS, men bare med hensyn til vekslende spenning er den en kondensator C20, derfor forsterker den bare konstant spenning, som fra utgangen til op-forsterkeren, gjennom motstanden R47 føres til inngangen til forsterkeren. Hvis konstant spenning er positiv ved utgangen fra forsterkeren, genererer integratoren en negativ spenning ved sin utgang slik at spenningen ved utgangen til forsterkeren blir null OA for integratoren, blir inngangsspenningen sammenlignet med nøyaktig null. Hvis utgangen fra forsterkeren er negativ, dannes en positiv spenning ved utgangen fra op-forsterkeren, og utjevner igjen utgangsspenningen til selve PA med null.

Innføringen av en integrator lar deg mer nøyaktig kontrollere tilstedeværelsen av en konstant komponent ved forsterkerutgangen og korrigerer den automatisk, noe som gjorde det mulig å øke inngangsimpedansen betydelig forsterkeren i seg selv - i figur 25 er R8 10 kOhm, verdien av denne motstanden ble satt til null ved forsterkerens utgang.

Det er faktisk alle de viktigste måtene å bruke op-amp i lydteknikk, hvis du kommer opp med din egen - ære og ros til deg.

Du kan selvfølgelig bebreides for ikke å nevne kraftige op-ampere som kan brukes uavhengig som effektforsterkere, for eksempel TDA2030, TDA2050, etc. Men dette er et viktig poeng. På den ene siden er dette allerede integrerte effektforsterkere, som en stillesittende gren, på den andre siden er alle alternativer for å slå på op-forsterkere egnet for dem, og akkurat som op-ampere kan de summere signalene, endre frekvensrespons, de kan jobbe med komparatorer, og kostnadene for TDA2030 er mindre enn kostnadene for op-amp, transistor og reléene som trengs for å kontrollere viften, og likevel er TDA2030 i stand til å kontrollere en datavifte uten ekstra elementer, og ikke en, men flere, koblet i serie, med økende strømforsyning, og parallelt - rekkevidden til smelter spenninger tillater. Igjen kan de aller fleste diskrete forsterkere betraktes som op-ampere, siden de har både en inverterende inngang og en inverterende inngang, derfor er alle lovene for op-amp tilbakemelding ganske anvendelige for dem. Så tenk videre selv - DETTE vil være en kreativ tilnærming.

I påvente av bebreidelsen om at det ville være mulig å legge til et lite hjelpeark på de mest populære DT-ene, svarer jeg - en lignende brosjyre er under utvikling og vil vises i midten eller slutten av oktober som et vedlegg til denne artikkelen.

En av ulempene med denne artikkelen er mangelen på fotografier og tegninger av trykte kretskort. Imidlertid foreslås ordninger her, hvorav noen ble satt sammen som separate moduler for mer enn tjue år siden, og om nødvendig er de i dag ganske enkelt integrert direkte i enhetskortet og brukes ikke som en egen modul. Så design kretskort selv eller søk videre.

Vedlegg til artikkelen

Operasjonsforsterkere er delt inn i flere kategorier, den mest populære er op-ampere for bred applikasjon, som ikke har dårlige parametere, men i dag regnes de som gjennomsnittlige. Det er presisjonsforsterkere ment for bruk i måleutstyr. Og det er spesielt for lydenheter.

Hvordan skiller de seg utover prisen?   Først av alt konseptet. Ta for eksempel konseptdiagrammet til en op-forsterker med utbredt bruk TL071 og ansett for å være lyd:

   Figur 1. Skjematisk diagram over driftsforsterkeren TL071

  Figur 2. Skjematisk diagram over driftsforsterkeren AD744

I tillegg til kretsforskjellene, skiller disse opampene seg fra hverandre av de brukte transistorer - AD774 har raskere transistorer, noe som selvfølgelig påvirker frekvensen av enhetsgevinst. AD744 har en enhetsforsterkningsfrekvens på minst 13 MHz og TL071 - 3 MHz. De har også et annet THD-nivå - AD744 er 0,0003%, TL071 fra Texas Instruments - 0,003%, og TL071 fra STMicroelectronics - 0,01%, og til slutt, i AD744-kretsskjemaet, er det to innstillingsmotstander i gjeldende generator, ja , ja, det er nettopp innstillingen. Selvfølgelig har ikke mikrokretsene spor for justering. Disse motstandene rettes inn med laseren etter fabrikasjon av op amp-krystallen for å oppnå den optimale driftsmodusen for differensialtrinnet, og som et resultat, det minimale THD-nivå.

Selv uten å dykke dypt inn i økonomien, bør det være klart at kostnadene for operativsystemet gitt som eksempel vil avvike mange ganger, eller mer presist, nesten 20 ganger. De første parametrene til komponentene forklarer også dominansen av STMicroelectronics TL071 markedet, fordi disse populære op-ampere selges til samme pris som Texas Instruments op-amp - ikke alle kjøpere kan forklare forskjellen. De fleste fokuserer bare på navnet og forstår ikke at de samme mikrokretsene fra forskjellige produsenter skiller seg selv i nøyaktigheten til motstandene som brukes, for ikke å nevne halvledere. Figur 3 viser et skjematisk diagram av TL071 fra STMicroelectronics, klassifiseringene av passive komponenter avviker fra klassifiseringene vist i figur 1:

  Figur 3. Skjematisk diagram av TL071 op forsterker av STMicroelectronics

Tatt i betraktning det faktum at spredningen av motstandsparametere beregnes fra det siste sifferet og vanligvis er 5%, får vi at spredningen av motstander i differansetrinnet for mikrokretsen fra STMicroelectronics De operative forsterkerne fra Analog Devices har følgende husdimensjoner:
   SOIC_N (R8) saglengde 4 mm, bredde 5 mm, blyhøyde 1,27 mm, blylengde mer enn 1 mm
   MSOP (RM8) kasselengde 3 mm, bredde 3 mm, blyavstand 0,65 mm, blylengde mindre enn 1 mm

Til sammenligning er forsterkeren til utbredt bruk TL071 fra forskjellige produsenter inkludert i tabellen.
   Bruken av dyre op-ampere for en forsterker gir imidlertid mening bare hvis det er passende høyttalere, først og fremst, og ikke glem kilden til lydsignalet.

Bruken av gode op-ampere i en forsterker som fungerer med gjennomsnittlige høyttalere og en budsjettkilde vil selvfølgelig bli merkbar, men uansett vil ikke denne op-amperen avsløre alle funksjonene - banen skal helt tilsvare den valgte kategoriprisen.

tags:

• Op amp

En spenningsfølger er den enkleste mulige negativ feedbackforsterker (OOS). Utgangsspenningen er nøyaktig lik inngangsspenningen. Hvis det ikke er annerledes, kan du spørre - hvorfor er dette nødvendig, hvis ingenting endres fra dette?

Hovedpoenget er at dette handler om spenning, ikke om strøm. Så spenningsfølgeren forbruker nesten ikke strøm fra signalkilden, og lar deg få en ganske høy strøm fra utgangen.

Vi har ofte å gjøre med aktive radiokomponenter som har en veldig liten utgangsstrøm. Et eksempel på en slik komponent er eller. Koble elementer med lav motstand mot dem vil føre til en reduksjon i spenningen til utgangssignalet generert av disse kildene.

I en slik situasjon er det fornuftig å bruke en spenningsfølger. Den har en høy inngangsimpedans, slik at den ikke reduserer eller forvrenger inngangssignalet, og har også en lav utgangsimpedans, som lar deg koble til energikrevende komponenter, for eksempel en LED.

For å forstå hvordan en spenningsfølger fungerer, må vi kjenne til tre elementære regler for driften av en driftsforsterker:

Regel nummer 1 - den operative forsterkeren bruker sin utgang til inngangen gjennom OOS (negativ tilbakemelding), som et resultat hvorav spenningene ved begge inngangene, både invertering (-) og ikke-invertering (+) blir utjevnet.

Regel nummer 2 - inngangene til forsterkeren forbruker ikke strøm

Regel nummer 3 - spenningen ved inngangene og utgangen skal være i området mellom den positive og negative forsyningsspenningen til operativsystemet.

Anta at inngangsspenningen har blitt 3V, og for tiden har vi 1V ved utgangen. Hva vil skje? Forsterkeren bestemmer at forskjellen mellom inverteringsinngangen (-) og ikke-invertering (+) er 2V.

I samsvar med regel nr. 1 øker utgangsspenningen til spenningen ved inngangene blir utjevnet. Situasjonen forenkles ytterligere ved at utgangen er koblet direkte til inverteringsinngangen (-), og dette fører uunngåelig til at spenningen ved disse to terminalene blir den samme.

Ofte kan du i spenningsfølgerkretsen finne en ekstra motstand i tilbakemeldingskretsen. Det trengs der økt nøyaktighet er nødvendig. Reglene nr. 1 og nr. 2 gjelder den ideelle driftsforsterkeren, som i virkeligheten ikke eksisterer.

Inngangsspenninger kan ikke være helt identiske, en liten strøm strømmer gjennom dem, så utgangsspenningen kan avvike fra inngangsspenningen med flere millivolt. Motstand R er designet for å redusere effekten av disse manglene. Den må ha en motstand som er lik motstanden til signalkilden.