Hvordan lage en bufferkaskade i op-amp. Gjennomsiktig buffer. Op Amps Cascades

BUFFER-FORSTERKER, INTEGRATOR, SAMMENLIGNING, SUMMATOR, LIMMITER ...Disse ordene er uløselig forbundet med lydutstyr, og selv om det ved første øyekast ikke er noe felles mellom dem, har de i virkeligheten et vanlig “arbeidsverktøy” - en operasjonsforsterker (op amp).

For å forstå hvilken rolle krisesentralen utfører, er det verdt å finne ut hva det egentlig er.
   Faktisk er dette et sett med transistorer koblet på en viss måte og består av en fem-terminal enhet som utfører funksjonene til en konstant spenningsforsterker. Figur 1 viser noen av de mest populære OA-betegnelsene:

Figur 1

Som forventet er inngangene til forsterkeren til venstre, det er to av dem - en omvendt, dvs. spenningen ved utgangen vil ha en motsatt fase enn ved denne inngangen, den andre er ikke invertering, dvs. utgangen vil være i fase med inngangen. Til høyre er utgangen fra forsterkeren, øverst og nederst er ledningene for å forsyne op-forsterkeren med en forsyningsspenning, vanligvis øverst "+ Uip", nederst "-Uip".

Annet enn det forsterkeren er differensial, dvs. bare spenningsforskjellen ved inverterende og ikke-inverterende innganger blir forsterket. I prinsippet blir dette forklart til og med logisk, uten analyse av kretsskjemaet. Hvis spenningen ved den ikke-inverterende inngangen er 5 V, men ved den inverterende 3 V, vil det, siden fasen til inverteringsinngangen reverseres, være trekk for å trekke 3 volt fra 5 volt. Derfor vil inngangsspenningen være 2 V, og denne spenningen vil bli forsterket av driftsforsterkeren.
   Opprinnelig ble op-ampere utviklet for å utføre matematiske operasjoner i analoge datamaskiner, og de så selvfølgelig ut noe annerledes:

  Figur 2. En av de første driftsforsterkere

Imidlertid, med utviklingen av mikroelektronikk, har op ampere radikalt endret utseende og dimensjoner til slike verdier at DIP-8-pakken ser gigantisk ut:

   Figur 3. Utseende av moderne overflatemonteringsampere sammenlignet med DIP-8

Det gjenstår å finne ut hva som er inni denne enheten, siden både hvordan den er indikert og hvordan den ser litt klar ut. Skjematisk diagram over driftsforsterkeren K140UD1 vist i figur 4.

  Figur 4

For større klarhet vil vi simulere denne kretsen i en simulator, selv om motstandsklassifiseringen måtte velges empirisk, men det var mulig å oppnå operabilitet fra kretsen:

   Figur 5. Skjematisk diagram av modellen k140UD1

Siden dette i utgangspunktet er en konstant spenningsforsterker, bør eksperimenter begynne med direkte spenning. For å gjøre dette legger du to likespenningskilder til kretsen og dekker forsterkeren NEGATIV TILBAKE (DUS).

  Figur 6. Testing av op forsterkerens ytelse for spenningsforsterkning.

Still nå spenningen på 0,5 V til V4 og kjør DC BEREGNING   simulator. Resultatet er følgende bilde:

  Figur 7. Stresskart.

Nå litt mer detaljert. Praktisk sett i alle lærebøker skrives det at forsterkerforsterkningsboksen er i den "direkte" inkluderingen, d.v.s. når signalet påføres en ikke-inverterende inngang, er det proporsjonalt med forholdet mellom OOS-motstandene pluss en. I vårt tilfelle vil det være R17 / R18 + 1 \u003d 1.02 + 1 \u003d 2.02. Hvor kom 0,02 fra?  Fakta er at K140UD1 har en ganske lav inngangsimpedans, og for å oppnå den nødvendige nøyaktighet måtte R18 reduseres til 9,76 kOhm.

Da er det ikke klart - hvor inngangen på 0,5 V og ved utgangen på nesten 0,5 V, hvor er gevinsten?  Her bør det endres at 0,5 V ved inngangen til adderen, men ikke ved inngangen til op-amp, som er basen til transistoren Q1, men ved basen på 0,24 V. Og i så fall, så viser det seg 0,24 x 2,02 \u003d 0.4848 V. I følge vitnesbyrdet fra simulatoren, 0.496 V, som igjen er en unøyaktighet i vår modell, hadde imidlertid den opprinnelige K140UD1 i seg selv ingen dårlig variasjon i parametere.

Men hvis inngangsspenningen er 0,5 V, hvorfor er da halvparten av den verdien basert på Q1?  Spenningen på V5 er , derfor danner R16 og R15 en spenningsdelere, og siden klassifiseringene er de samme, vil spenningen deles av to, selvfølgelig vil basestrømmen Q1 gjøre sin del. Så det viser seg 0,24 V ved inngangen til op-amp.

Dette er imidlertid bare konsekvensene av kaskadene til denne kretsen; vi vil berøre noen få grunner:
Så snart en spenning forskjellig fra null vises på basen til Q1, i vårt tilfelle er den 0,24 V, begynner Q1 å åpne, noe som igjen fører til en reduksjon i spenningen på dens samler. Å redusere spenningen ved kollektoren Q1 reduserer strømmen som strømmer gjennom basen til Q6 og den begynner å lukke, som et resultat av hvilken spenningen øker ved dens kollektor, noe som øker spenningen ved emitterfølgeren ved Q9 gjennom emitterfølgeren ved Q7 og spenningen ved utgangen til op-amp (punktet UT) begynner å øke.

En økning i spenningen ved utgangen til op-forsterkeren øker spenningen ved tilkoblingspunktet R17 og R18, og dette punktet er koblet til basen Q2, som er inverteringsinngangen til vår op-forsterker (figur 6). Q2 begynner å åpne seg litt og spenningen øker på senderen. Dette medfører lukking av transistoren Q1 og videre på kretsen har en effekt på påfølgende kaskader. Transistoren Q1 lukkes akkurat nok slik at en spenning så nær spenningen på selve basen av Q1 blir dannet på basis av Q2, og størrelsen på denne spenningen avhenger direkte av verdiene til motstandene R17 og R18. Jo mindre R18, desto større må spenningen dannes ved utgangen fra op-forsterkeren for å gjenopprette balansen i basestrømmene til kaskaden på Q1 og Q2. Hvis motstanden R18 ikke endres, men øker R17, vil en økning i utgangsspenningen til op-forsterkeren være nødvendig på samme måte, siden en ganske stor spenning igjen vil falle på Q17.
   Nå gjenstår det å øke spenningen ved kilden V5 og sørge for at spenningsverdiene virkelig legger seg opp.

  Figur 8. Den matematiske tilsetningen av de to begrepene V4 og V5.

Som det fremgår av figuren, oppnås summen av en volt ved to uttrykk V4 og V5 på 0,5 V hver, ved utgangen fra addereren, dvs. Den matematiske handlingen er sann.
   For større klarhet beveger vi oss bort fra den antikke K140UD1 og simulerer en adder i tre termer basert på den mye brukte op amp TL071. Resultatet er følgende "kalkulator":

  Figur 9. Den matematiske tilsetningen av de tre begrepene.

Her bør du ta hensyn til rangeringene til OOS-motstandene. Forskjellen i kirkesamfunn er nesten to ganger, d.v.s. Op amp-forsterkningsboksen vil være R5 / R4 + 1 \u003d 3. HVORFOR? I forrige ordning var gevinstkofferen 2, men her 3? I den forrige ordningen var det to termer, derfor var det to inngangsdelere (R15 og R16 figur 6), derfor ble den inngangsinngangsspenningen delt i to og for å gjenopprette verdiene måtte den dobles. I skjemaet i figur 9 deler begrepene TRE, derfor deler inngangsdeleren verdien i tre, og tredobling er nødvendig for restaurering. For større pålitelighet, la oss se på en adder med fire termer og allerede uavhengig beregne den resulterende forsterkningsboksen:

  Figur 10. Tilhenger av de fire begrepene.

Og hva har faktisk denne matematikken å gjøre med lydteknikk?
   Det mest direkte. I lydteknikk er spenningen selvfølgelig variabel, men i en hvilken som helst, veldig kort tidsperiode, kan den betraktes som en konstant spenning, og derfor er den matematiske prosesseringen av signalet ved bruk av op-amp-en ganske akseptabel:

  Figur 11. Representasjon av vekslingsspenning som konstant.

Basert på det faktum at en vekslende spenning på et bestemt tidspunkt kan betraktes som konstant, introduseres et tilleggskonsept - ØYeblikkelig spenningsverdi, på samme måte er det mulig å appellere med øyeblikkelige verdier av strømmer og krefter. Hvordan det vil se ut i virkeligheten vises i figur 12:

  Figur 12. Tilhenger av de fire analoge begrepene.

Det er 4 kilder til et sinusformet signal V1-V4, hvis spenninger summeres av motstandene R1-R4 og utlignes med tanke på amplituden til op-forsterkeren X1. Avhengig av inngangen vises utsignalet til adderen, vist i figur 13:

  Figur 13. Avhengigheten av utsignalet fra inngangen.

Og hva er den praktiske fordelen med denne addereren?  Hvis denne addereren er litt modifisert, oppnås i finalen den enkleste fire inngangen MIXER, og antall innganger kan være veldig forskjellige - fra to til tjue:

   Figur 14. Skjematisk diagram over den fire inngangsmikser.

I denne kretsen spiller kondensatorene C1-C4 rollen som å isolere og forhindre at DC-spenningen kommer inn i inngangen ved inngangen til op-forsterkeren, noe som noen ganger skjer. TL071 fungerer som en op-forsterker i dette skjemaet, men nesten alle moderne op-ampere kan imidlertid brukes - parametrene deres er ganske nok for rimelig utstyr. Variable motstander X1-X4 justerer nivået til hvert av inngangssignalene, som lar deg raskt endre volumet til noen av inngangskildene.

Strømkilden er to 15 V-kilder koblet i serie. Tilkoblingspunktet er koblet til fellestråden og i forhold til detdet viser seg to spenninger i forhold til fellestråden - PLUS FIFTEEN og MINUS FIFTEEN volt. En slik dobbeltkilde kalles en bipolar spenningskilde og vanligvis er verdiene til pluss- og minus-ledningene de samme.

Imidlertid kan op-forsterkeren drives fra en enkelt kilde, det eneste du ikke bør glemme er det i denne OS-dokumentasjonen er verdien av den bipolare spenningskilden vanligvis indikert, og minimums- og maksimumsverdiene er indikert, for eksempel Uip min ± 5 V, Uip max ± 20 V.  Dette betyr at op-forsterkeren kan brukes med bipolar strømforsyning i spenningsområdet ± 5 ... ± 20 V, men når den drives av en unipolar kilde, vil spenningsområdet se ut +10 ... + 40 V.

  Figur 15. Strømalternativer for OU.

Kraftforsyning fra en bipolar kilde er noe å foretrekke - kretsløpet er noe forenklet, ettersom inngangene er koblet enten "automatisk", som i kretsen på figur 14, der nullspenningen ved inngangen til op-amp er dannet av de nedre terminalene til de variable motstandene, eller null ved inngangen er dannet av en egen konstant motstand, hvorav en utgang koblet til en felles ledning, og den andre utgangen til inngangen til op-forsterkeren, vanligvis ikke invertering. Dermed settes inngangsspenningen på OA-utgangen, hvis det ikke tas hensyn til null drift.

Med en unipolar forsyningsspenning kan ikke forsterkerens utgangsspenning være negativ, men den trenger å forsterke både de positive og negative halvbølgene i sinusbølgen. For å løse dette problemet, dannes en virtuell null spesifikt for op-amp. Vanligvis er dette to seriekoblede motstander koblet mellom kraftterminalene, og halvparten av forsyningsspenningen dannet på motstandspunktets tilkobling fungerer som en virtuell null (figur 16).

  Figur 16. Strømforsyning fra OU fra unipolar spenning.

R1 og R4 utgjør halvparten av forsyningsspenningen, R3 er nødvendig for å redusere innflytelsen fra inngangssignalet, den genererte spenningen, samt for å øke inngangsimpedansen til enheten, siden C2, designet for å redusere impulsstøy og effektrykkling på en virtuell , også vil påvirke inngangsvekslingsspenningen. C1 fungerer som en separasjonskondensator som skiller den konstante komponenten ved inngangen til op-forsterkeren fra kilden, fordi det er underforstått at kilden produserer en vekslende spenning. R5 og R2 danner OOS og i denne forsterkeren er forsterkningskofferten R5 / R2 + 1 \u003d 30k / 10k + 1 \u003d 4. C3 fungerer som en isolasjonskondensator mellom utgangen fra op-forsterkeren og belastningen.

Når man sammenligner figurene 14, 15 og 16, blir det tydelig at op-forsterkeren kan klare seg uten en FELLES ledning, siden utgangsspenningen helt avhenger av spenningen ved inngangene, for å oppnå null spenning ved utgangen med bipolar kraft og halve spenningen med unipolar, er det nødvendig å "binde" en ikke-inverterende forsterkerinngang til null eller halvparten av forsyningsspenningen. Bare i dette tilfellet vil en uautorisert endring i den konstante komponenten i utgangssignalet bli utelukket, siden en endring i inngangssignalet vil skje i forhold til spenningen til denne "bindingen", dvs. FELLES ledningen for bipolar kraft og halvparten av forsyningsspenningen med unipolar effekt vil fungere som referansespenning. En slik situasjon antyder at for riktig drift av op-forsterkeren blir "renheten" av referansespenningen en prioritet. Når du kobler til et trykt kretskort, er det nødvendig å ta hensyn til viktigheten av disse referansespenningene og utelukke påvirkning fra eksterne faktorer på slike ledere, for eksempel pickups av kraftenheten, strømmen av strømmer fra kondensatorene til kraftfiltrene gjennom dem, siden alle endringer i referansespenningen vil føre til endringer i utgangssignalet til OP-forsterkeren, dvs.    en separat leder må isoleres under referansespenningen på tavlen, og den skal bare brukes som en spenningsreferanse for en op-forsterker eller en gruppe op-ampere, og e til hvilke andre formål .

Prinsippet for betjening av kondensatoren kan forklares på to måter:
Med en inngangsspenning på null lades kondensatoren til halve forsyningsspenningen. Når en positiv halvbølge vises, begynner kondensatoren å lade og strøm strømmer gjennom den, og siden R6, som fungerer som en last, er seriekoblet med C3, strømmer også strøm gjennom den, med strømmen fra topp til bunn. Så snart den positive halvbølgen passerer toppen og verdien begynner å synke, begynner kondensatoren å tømme. Dette vil føre til at strømmen flyter igjen, men i motsatt retning. Dermed dannes en vekslende spenning på R6.

Den andre forklaringsmetoden er knyttet til elementenes motstand mot elektrisk strøm. For likestrøm er kondensatormotstanden lik uendelig (teller ikke lekkasjestrømmer), men for vekselstrøm har verdien av kondensatormotstanden allerede en viss verdi, og denne verdien avhenger av kondensatorens kapasitet og frekvensen av strømmen. Siden motstanden varierer avhengig av noen forhold, er det nødvendig med en formel for å beregne nøyaktig hvilken motstand elementet har under visse forhold, og siden motstanden endrer seg, for å skille det fra motstanden til motstander, introduseres et konsept som REAKTIV motstand, beregnet av formelen der PI er antall PI, F er frekvensen i Hertz, C er kondensatoren til kondensatoren i Farads. Basert på denne formelen er det ikke vanskelig å beregne hva motstanden til kondensatoren C3 vil være, Figur 16 ved ekstreme frekvenser for lydområdet, nemlig ved en frekvens på 20 Hz, kondensatorens reaktans ved 47 μF vil være 169 Ohm, og med en frekvens på 20 kHz - 0,17 Ohm. Med en belastningsmotstand på 2 kΩ vil 169 Ω innføre en svak signaldemping:

  Figur 17. Demping av vekslende spenning med reaktans C1.

Fra et matematisk synspunkt vil det således ikke være noen konstant spenning på belastningsmotstanden R6 på figur 16, siden for en konstant spenning er motstanden C3 uendelig, og for en vekslende spenning reduseres motstanden fra 169 ohm til 0,17 ohm i lydområdet.

Så for å redusere reaktansen, bør kapasitansen til isolasjonskondensatoren tas så stor som mulig? Egentlig ikke. Ved å variere kapasitansen til inngangskondensatoren, kan du for eksempel organisere et lite filter med lavfrekvensfrekvenser, for eksempel når kapasitansen til isolasjonskondensatoren C1 er 22 μF, bufferverstyrkeren på op amp X1, frekvensresponsen til forsterkeren har form av en blå linje, og med C1 lik 2.2 μF - rød. Det fremgår av figuren at til tross for en liten blokkering i 20 Hz-regionen, er alt under trimmet ganske vellykket, og dermed beskytter wooferen mot overbelastning.

   Figur 18. Effekten av kapasitansen til isolasjonskondensatoren på frekvensresponsen til hele forsterkeren.

I tillegg bruker du egenskapene til kondensatoren for å endre motstand, lar deg bygge forskjellige filtre, og for dette er motstander koblet på en viss måte ved inngangen til op-forsterkeren, og da fungerer den som en kompensator for spenningsfallet, eller i tilbakemelding fra op-forsterkeren, og deretter endrer op-amp sin egen forsterkningskoffer avhengig av frekvensen .

Men før du vurderer filtre, bør du gå tilbake til det nevnte BUFFERFORSTILLER. Faktisk er bufferforsterkeren en mellomforsterker som har en flat frekvensrespons, det er ønskelig å ha justering av forsterkningsforsterkerne. Innføring av en bufferforsterker i en krets er vanligvis rettferdiggjort hvis forsterkeren har en utgangseffekt på 200 W eller mer. I dette tilfellet bør den egen forsterkningskofferten til effektforsterkeren være tilstrekkelig høy, siden utgangsspenningen til forforsterkerne er normalisert og er 0,75 eller 1 V, og for en effekt på 200 W er en spenning på omtrent 40 V amplitude (28 V rms verdi) allerede nødvendig, dvs. . forsterkeren trenger å forsterke signalet med 28 ganger, og dette er 32 dB.

Det er ingen hemmelighet at jo større forsterkerens egen forsterkning er, desto mer forvrengning gir den, og for å redusere forvrengning, er det nødvendig å redusere forsterkningsforsterkeren, og for å oppnå den samme effekten, er det nødvendig å øke amplituden til inngangssignalet. For å løse dette problemet brukes en bufferforsterker.

Kretsløpet til bufferforsterkere er ganske enkelt - vanligvis er dette en typisk inkludering av en op-forsterker, dekket av miljøvernsystemet, og den er justerbar. Strømforsyningen til op-forsterkeren blir vanligvis utført fra samme kilde som forsterkeren selv, for å oppnå spenningen ± 15 V som er nødvendig for drift av op-forsterkeren, brukes parametriske stabilisatorer, men først vil vi vurdere en krets drevet av en egen kilde:

  Figur 19. Skjematisk diagram over en bufferforsterker drevet av en egen kilde.

Først av alt, bør du ta hensyn til fraværet av en separasjonskondensator ved utgangen fra forsterkeren - det er ikke nødvendig, siden det er en kondensator ved inngangen til selve forsterkeren. Forsterkeren har små blokkeringer i kantene av lydområdet, men til tross for den tilsynelatende helningen på linjene, er denne blokkeringen bare 0,1 dB med en forsterkning på 15 dB forsterkning, noe som er mer enn akseptabelt:

   Figur 20. Frekvensrespons for bufferforsterkeren på TL071 op forsterkeren fra TI.

Nivået på THD er heller ikke stort:

   Figur 21. THD-nivå for forsterker på forsterker TL071

Her betyr 1,2 m at de er milli prosent, d.v.s. dette er 0,0012%. Forresten, denne verdien avhenger direkte av den op-amp som brukes. Nedenfor er de samme grafene for den samme bufferen, men bruker allerede NE5534 og AD744:

   Figur 22. THD-nivå for op-amp NE5534 (over, på gul bakgrunn)
   og AD744 (nedenfor, på grønn bakgrunn)

Som det fremgår av grafene, synker THD-nivået betydelig, derfor, når du velger en op-forsterker, bør denne faktoren tas i betraktning og før installasjon er det mulig å studere mer detaljert egenskapene til den planlagte op-amp. For eksempel har NE5534 en bipolar inngang, noe som reduserer inngangsimpedansen, men har en større lastekapasitet, som lar den operere stabilt på inverterende effektforsterkere med en stor egenforsterkningsforsterker.

For et mer illustrerende eksempel bruker vi basiskretsen til Holton-forsterkeren:

   Figur 23. Skjematisk diagram over Holton effektforsterker

THD-nivået i denne utførelsen når 0,03%, med en forsterkning på 32 dB.

   Figur 24.

Nå "fester" vi bufferverskeren til forsterkeren og sjekker nok en gang THD-nivået:

   Figur 25. Holton forsterker med buffer op-amp på TL071

  Figur 26. THD-nivå med bufferopamp på TL071.

Som du ser av grafen, falt THD-nivået nesten 3 ganger (!), Og dette er når du bruker den vanlige TL071 op-amp. Hvis du likevel reduserer forsterkningsboksen til selve forsterkeren og øker forsterkningsboksen til bufferforsterkeren, og i stedet for TL071 bruker AD744, kan THD-nivået reduseres ytterligere med to ganger.

   Figur 27. THD-nivå når du bruker AD744.

La oss se nærmere på diagrammet i figur 25:
C3 og C6 er elektrolytiske kondensatorer som filtrerer lavfrekvenskomponenten til strømmen, og C4 og C5 er filmfilter som filtrerer høyfrekvensen;
  D1 og D2 - zenerdioder ved 1,3 W, 15 V;
  R3 er underforstått av en innstillingsmotstand som lar deg raskt endre gevinsten til bufferen på bufferen;
  C7 er en korreksjonskondensator, som drastisk reduserer forsterkningskoppen med forsterkerforsterker på ultralyd og gir stabilitet (reduserer tendensen til spenning) til en bufferforsterker;
R17 og R20 blir endret i sammenligning med lignende kretsløp 23, siden de er ansvarlige for sin egens;
  motstandene R4 og R5 fungerer som strømbegrensende (ballast) motstand for en parametrisk stabilisator, og jo høyere spenningen til selve forsterkeren er, jo høyere er graden de må ha, og jo mer varme vil de spre. Verdien av motstandene bør velges på en slik måte at 0,1 ... 0,15 W blir spredt på zenerdioden D1 og D2. Dette vil sikre at den stabiliserte spenningen ikke endres i tilfelle strømbrudd og ikke vil avhenge av strømforbruket til selve forsterkeren eller av strømmen som forbrukeren forsterker til lasten. Rangeringene av ballastmotstandene for forskjellige forsyningsspenninger til forsterkerne er oppsummert i tabellen:

Det skal umiddelbart tillegges at både zeneraldioder og ballastmotstander blir oppvarmet, derfor må større kontaktputer for disse elementene være anordnet på kretskortetslik at de fungerer som små kjøleribber. Et større kontaktområde er også mye mer pålitelig for varmeelementer, og sannsynligheten for å bevege seg bort fra loddeelementet avtar betydelig over tid.

Etter å ha fullført emnet med buffereforsterkere, gjenstår det bare å legge merke til at siden op-forsterkeren er installert, så på den kan du organisere en ekstra node som kalles en begrenser. BEGRENSER - en modul som måler toppnivået på utgangssignalet og, basert på disse målingene, regulerer forsterkningsboksen til den brukte forsterkeren, noe som eliminerer utseendet på klipping ved forsterkerens utgang. I magnetisk opptaksutstyr ble noe lignende kalt AUTOMATISK NIVÅKONTROLLER.
   Hovedproblemet når du oppretter en begrenser er valget av en tidskonstant for begrensningsreaksjonen, siden en for rask reaksjon vil endre det dynamiske området til lydsignalet ganske sterkt, og hvis det er for stort, vil ikke begrenseren ha tid til å behandle inngangssignalet og vil hoppe over klipping. Figur 28 viser et fragment av en begrenserkrets som er organisert på basis av en buffer op amp, dvs. dette er det "fullførte" diagrammet i figur 25:

  Figur 28. Organisering av begrenseren.

Kretsen er spesielt organisert på den mest primitive måten - signalet fra forsterkerutgangen føres til høyre terminal på motstanden R52, deretter blir det utbedret av dioden broen på diodene D12, D13, D17, D18 og mates til amplitudebegrenseren på D14 og D15. Spenningen til Zener-diodene D14 og D15 er valgt med omtrent 5 ... 8 V mindre enn den maksimale utgangsspenningen til effektforsterkeren, og R50 begrenser strømningsstrømmen og danner sammen med C20 en tidsinnstillende kjede for reaksjonstid for begrenseren, d.v.s. hvor raskt begrenseren vil redusere forsterkningen til bufferforsterkeren når den maksimale signalamplitude vises. Tiden etter hvilken begrenseren "returnerer" den opprinnelige forsterkningsboksen til bufferen op forsterker avhenger av kapasitansen C20 og motstanden R51. D16 beskytter lampen på AOR124 optokoppleren mot å brenne ut ved overspenning. HL1-lampen "skinner" på fotolederoptokobleren R49, som under belysning reduserer motstanden, og reduserer forsterkningsfaktoren til bufferen på forsterkeren betydelig.

Dessverre optokoblere FOTOMOTOR   ikke så mye, og deres utskiftbarhet er ikke veldig god, så det er bedre å se etter optokoplere av denne serien, og det er bedre med bokstaven B på slutten, dvs. AOR124B - når lampen er på, reduseres fotoresistorens motstand til 360 ohm, og for resten av denne serien til 1,2 kOhm, selv om dette er nok for denne begrenseren.

Op-ampere er imidlertid bra, ikke bare i bufferforsterkere - ved å bruke sett med motstander og kondensatorer du kan også bygge tonekontroller på dem, og båndutjevnere, og filtrere bare for et visst frekvensområde. Tenk for eksempel diagrammet i figur 29:

  Figur 29. Høypassfilter.

R1 og C2 danner et førsteordens filter, hvis prinsipp er bedre forklart gjennom reaktanse - når en viss frekvens er nådd, vil reaktansen begynne å avta, og så snart den blir mye mindre enn R1, vil også inngangssignalets amplitude avta. For å sjekke, ta frekvensresponsen til denne kretsen tegnet av simulatoren:

   Figur 30.

Beregn nå reaktansen C1 for frekvensene vist i grafen over. Frekvensresponsen til frekvensresponsen begynner ved omtrent 2 kHz, for denne frekvensen vil reaktansen C2 være 169 kOhm, med hensyn til 22 kOhm R1 dette begynner å føles. Ved en frekvens på 24,1 kHz vil motstanden C2 være 14 kOhm, og dette er 1,6 ganger mindre enn motstanden R1, derfor bør spenningen også reduseres med 1,6 ganger, noe som faktisk skjer ved en spenning på 1,22 V ved en lav frekvens på 500 Hz ved en frekvens på 24 kHz, reduserte amplituden til 0,75 V, dvs. de samme 1,6 ganger.

Nå legger du til en, nøyaktig den samme koblingen som R1-C2, og få et andreordens filter:

  Figur 31. Andre ordens filter

  Figur 32. Frekvensresponsen til andreordens filter.

Som du ser av figuren har utgangsspenningen ved lave frekvenser gått ned, bokstavelig talt med 0,2 V, men ved høyfrekvens er blokkeringen mye mer intens - nå ved 24 kHz er utgangsspenningen 0,3 V, noe som er mer enn 2 ganger mindre enn i forrige filter. For større klarhet, oversett disse verdiene i dB, siden det menneskelige øret oppfatter volumnivået i henhold til den logaritmiske loven, og frekvensresponsen til filteret av andre ordre har følgende form:

  Figur 33. Frekvensrespons for et andreordens filter i dB.

Grafen viser nå at ved en frekvens på 24 kHz er frekvensresponsblokken 10 dB, dvs. 3 ganger lavere enn lavfrekvensen. Kvalitetsfaktoren til dette filteret, dvs. avhengigheten av hvor mye gevinsten reduseres avhengig av frekvensendring er 5 dB per oktav. Octave er et musikalsk konsept som betyr at frekvensen har endret seg nøyaktig 2 ganger. I dette tilfellet ble frekvensene 10 kHz og 20 kHz tatt for beregningsperioden, og amplituden i dette avsnittet falt med 5,2 dB.
   Tenk på et annet eksempel - et tredje ordens filter, dvs. som inneholder 3 identiske noder:

   Figur 34. Tredjeordens filter.

   Figur 35. Frekvensrespons for et tredje ordens filter.

I dette filteret er "blokkeringen" av frekvensresponsen 7,5 dB per oktav, dvs. reduksjonen i amplitude er mye mer intens.

Ved hjelp av samme prinsipp kan du organisere lavpassfilter:

  Figur 36. Lavpassfilter

  Figur 37. Frekvensrespons for lavpasfilteret

Disse filtrene brukes ofte i forsterkere for å begrense lydområdet.hvor ubehagelige forstyrrelser vanligvis legger seg. Imidlertid kan du organisere, ved hjelp av høypassfilterkretser lavpassfilter, for subwoofer:

   Figur 38. Filter for subwooferen

Figur 39. Frekvensresponsen til filteret for subwooferen

Til tross for at dette filteret har full ytelse, vil det å anbefale bruken ikke være helt riktig - det har ingen grense for infrarøde frekvenser, og dette øker sjansen for overoppheting av den dynamiske hodespolen eller dens mekaniske skade som følge av påvirkninger på magnetsystemet.

Nå, som et filter, kan du vurdere følgende skjema:

  Figur 40.

Her er op-forsterkeren koblet gjennom en inverterende inngang, og OOS til op-amp inneholder RC-kjeder som unikt vil påvirke frekvensresponsen til denne kretsen. Kretsen inneholder også en variabel motstand X1, i midtposisjonen til motoren som komponentene til OOS og inngangskretsen er gjort helt symmetriske, noe som gjør det mulig å anta at OOS kompenserer for endringer i inngangselementenes frekvensrespons. Motstandsklassifiseringen er skrevet på diagrammet til venstre for motoren, i dette tilfellet er den 100 kOhm, og til høyre er posisjonen til motoren i prosent i forhold til dens fulla slag, dvs. 50 betyr at motoren er i midten. For å sjekke dommer om frekvensresponsen, la oss se på frekvensresponsen til denne kretsen dannet av simulatoren:

  Figur 41.

Faktisk er den røde linjen som reflekterer formen på frekvensresponsen praktisk talt ved nullmerket. Beveg den glidebryteren for variabel motstand mot R2:

  Figur 42

Som det fremgår av figuren, begynte forsterkeren å forsterke en viss del av frekvensresponsen lokalisert i området 40 Hz, og dette indikerer at reaktansen til kondensatorene C2 og C3 endres så mye at den begynner å påvirke OOS, og formen på den resulterende frekvensresponsen er veldig lik formen til frekvensresponsen til LC-resonanskretsen Imidlertid er det ingen induktanser, derfor er resonans som sådan ikke mulig. For å bestemme burstfrekvensen introduseres et tilleggskonsept - QUASI-RESONANCE. Kvasi-resonans kan forårsake både en AFC-bølge oppover og en blokkering nedover - bare flytt glidebryteren for variabel motstand mot R4:

  Figur 43

Ved hjelp av dette filteret kan du allerede opprette fullfilter for subwooferfordi det har gode begrensninger innen infrarøde frekvenser. Det eneste som kan være nødvendig er å endre verdien på frekvensinnstillende kondensatorer, siden filterets kvalitetsfaktor er ganske høy. Resultatet er følgende krets og frekvensresponsen:

  Figur 44

Ved hjelp av flere filtre som er koblet parallelt, men med forskjellige frekvensinnstillende kondensatorer, kan du bygge en utjevner - en tonekontroll som justerer i fire eller flere deler av frekvensresponsen (bånd). Figur 45 viser et diagram av en slik utjevner for 8 bånd:

  Figur 45. Skjematisk diagram av en utjevner for 8 bånd.

Imidlertid er dette langt fra den eneste måten å bygge utjevnere ved å bruke op-ampere. Figur 47 viser et diagram av en fullstendig passiv utjevner der opampene fungerer som en buffervorsterker (X1) og en tapskompensator (X2).

   Figur 46. Skjematisk diagram av en passiv utjevner,
  publisert i tidsskriftet RADIO på åttitallet.

Noen ganger, for å bygge utjevnere basert på op-amp, skill båndpassfilterinkludert i OOS til et annet OS. Dette lar deg redusere påvirkningen fra båndene på hverandre, så vel som innenfor et bredt område for å endre stigningsblokkeringen av frekvensresponsdelen av det valgte båndet:

  Figur 47.

men når du bygger en stereo-utjevner, er det ønskelig at begge kanaler er identiske med hverandre, og dette krever bruk av motstander og kondensatorer uten spredning av parametere. Det er veldig vanskelig å finne slikt, så du må velge både motstander og kondensatorer. Bli kvitt denne vanskeligheten vil tillate en endring i kretsløpet til båndpassfilter, nemlig bruk av justerbare filtre. På åttitallet ble et opplegg med en lignende utjevner basert på K157UD2 publisert i RADIO. Bruken av nettopp disse op-ampere ble begrunnet med at de er dobbelt. Imidlertid er mikrokretser som inneholder 4 op-ampere i deres tilfelle ikke knappe i dag, derfor vil en økning i antall op-ampere for justerbare filtre praktisk talt ikke påvirke økningen i antall mikrokretser. Fembåndets utjevningsskjema basert på justerbare filtre er vist i figur 48, og denne utjevneren kan lett utvides til en 15-bånds en:

  Figur 48

Forresten, det er alt ovennevnte utjevnere var fra utladningsgrafikk, dvs. når du bruker glidebryter med forskjellige motstander i nærheten av hver motor, bruk en kalibrering, og deretter etter posisjonen til motstandsmotoren kan du bedømme formen på frekvensresponsen:

  Figur 49. Frontpanelet til den grafiske utjevneren SURF E024C

men det er en annen type utjevner - parametrisk. Disse utjevnerne lar deg påvirke ikke bare økningen i blokkeringen av frekvensresponsen i et bestemt område, men også å flytte dette området og i tillegg til å regulere kvalitetsfaktoren.

Figur 50. Frontpanel på den parametriske utjevneren av Klark Teknik DN410

I hverdagen brukes slike utjevnere ekstremt sjelden, men det er de som gjør det mulig å justere frekvensresponsen mer nøyaktig, avhengig av behovet.

Vi snakker om parametriske utjevnere fordi kretsen i figur 48 lar deg transformere denne utjevneren til en parametrisk utjevner, som det er nødvendig å erstatte tuningmotstandene til båndpassfiltrene med en seriekoblet tuningmotstand med en lavere nominell verdi og en variabel motstand som vises på frontpanelet.

På den annen side forbyr ingen å bruke ett bånd av denne utjevneren for å isolere og forsterke en smal del av frekvensresponsen, som nettopp er nødvendig for å lage et multifunksjonsfilter for subwooferen, som bare en faseskifter kan legges til for å eliminere faseforandringen som skjer i selve filteret. Resultatet er følgende filterkrets for subwoofer:

  Figur 51. Skjematisk diagram over subwooferfilteret

Figur 52 og 53 viser endringene i formen til frekvensresponsen avhengig av justering av frekvens og kvalitetsfaktor:

   Figur 52. Endre filterfrekvens for subwooferen

  Figur 53. Endre kvalitetsfaktor på filteret for subwooferen.

Alle tidligere vurderte alternativer for bruk av op-ampere var basert på bruk av OOS - negativ tilbakemelding. men Husly kan dekkes av positive tilbakemeldinger - PIC, dvs. tilbakemelding starter kl IKKE-INVERTERENDE INNGANG. Slik innkobling lar deg “digitalisere” noen analoge hendelser, for eksempel når en viss temperatur er nådd, skal en slags hendelse skje, for eksempel vil den tvungen kjøleviften slås på, og så snart temperaturen synker under en viss temperatur, slås den av. Lignende handlinger kan ta viftekontrollkretsvist i figur 54.

  Figur 54. Skjematisk diagram over viftestyringen.

I diagrammet fungerer R7 som en vifte fra datautstyr, hvis størrelse og ytelse avhenger av utformingen av forsterkeren. Trimmermotstand X1 justerer responsgrensen. Motstand R8 brukes til å slå på viften med minst hastighet og må være minst 1 watt, og motstanden velges avhengig av ytelse. For større klarhet kobler vi til kretsen en lavfrekvensgenerator med en liten amplitude som simulerer en endring i R2 avhengig av temperaturen og sammenligner inngangs- og utgangsspenningen til op-amp:

  Figur 55. Inngangs- og utgangsspenning til op-forsterkeren.

Her indikerer den blå linjen inngangsspenningen ved inverteringsinngangen, rød ved den ikke-inverterende inngangen, og grønn ved utgangen fra op-forsterkeren. Siden utgangsspenningen endres, påvirker den også spenningsverdien ved den ikke-inverterende inngangen gjennom motstand R4, men avhengigheten av endringene er ikke veldig synlig i dette tallet, så vi slår av spenningen ved utgangen til op-forsterkeren og ser nærmere på spenningen ved inngangene:

   Figur 56. Spenningen ved inngangen til op-amp.

Så lenge R2-motstanden er kald, er dens motstand stor og spenningen ved inverteringsinngangen vil være positiv, derfor vil spenningen ved op-amp-utgangen være så nær som mulig til den negative forsyningsspenningen (blå linje i figur 56), og dette vil igjen føre til en liten negativ spenning ved den ikke-inverterende inngangen, ca. -0,3 V (rød linje i figur 56). Når R2 varmes opp, vil motstanden begynne å avta, noe som vil medføre en reduksjon i spenningen ved inverteringsinngangen til op-amp, og deretter en overgang til en negativ verdi.

Så snart spenningen ved inverteringsinngangen blir mindre enn ved ikke-inverteringsverdien, begynner spenningen ved utgangen til op-forsterkeren å øke, noe som vil medføre en økning i spenningen ved den ikke-inverterende inngangen, og spenningsdifferansen ved inngangene til op-amp vil øke enda mer. Siden op-forsterkeren bare forsterker spenningsdifferansen ved inverterende og ikke-inverterende innganger, vil en økning i spenningsdifferansen forårsake en enda større økning i utgangsspenningen ved op-amp-utgangen og forskjellen i inngangsspenninger vil bli enda større. Dermed dannes en skredprosess, som bidrar til en nesten øyeblikkelig endring i utgangsspenningen ved utgangen fra op-forsterkeren, som faktisk forekommer i figur 56, på tidspunktet 1 i tidsskalaen. På slutten av denne prosessen dannes det en spenning ved utgangen fra op-forsterkeren, som er nær verdi i forhold til en positiv kraftkilde, og en positiv spenning på 0,3 V vises ved den ikke-inverterende inngangen.

Utseendet til en positiv spenning ved utgangen fra op-forsterkeren åpner transistoren Q1 (2N5551), som igjen åpner Q2 (BD139) og viften øker hastigheten til maksimalt. Forresten, spenningen på nesten 15 V kan på ingen måte tilføres alle datamaskinvifter, siden ikke alle viftene bruker motorviklingsstyringsenheten for å operere med høyere hastigheter. Når man har nådd maksimal hastighet og en ytterligere økning i forsyningsspenningen, klarer magnetfeltet til de limte motormagnetene allerede å skli gjennom ønsket Hall-sensor, og som et resultat øker motorens vibrasjon, hastigheten avtar og oppvarmingen av motorens strømtaster øker kraftig. Derfor, når mating av kretsen fra en spenning på ± 15 V, bør en 0,5 W motstand være anordnet, seriekoblet med viften. Motstanden til denne motstanden er valgt slik at viften har 12-13 V, vanligvis er 5 ... 10 ohm nok.

Så snart avkjølingen starter, logisk, skal termistoren motstand øke, men antar at den termiske motstanden til radiatoren ikke er veldig god og at termistoren fortsetter å varme opp, og spenningen ved inverteringsinngangen fortsetter å avta.
Men etter en tid senere vil termistoren begynne å avkjøle og dens motstand begynner å øke, og spenningen ved inverteringsinngangen vil begynne å øke, gå til null og bli til en positiv verdi. Så snart spenningen når en verdi lik spenningen ved den ikke-inverterende inngangen og skredprosessen begynner umiddelbart, men allerede i negativ retning - begynner utgangen å avta og provoserer en reduksjon i spenningen ved den ikke-inverterende inngangen, øker spenningsforskjellen ved inngangen til op-amp og til slutt nærmer seg spenningen så nær som mulig negativ forsyningsspenning. Hva som faktisk skjer på tidspunktet 2, der viften slås av.

hvordan fra grafen kan man se at bytte av op-forsterkeren ikke skjer ved samme temperatur - først skal det oppstå en liten overoppheting (spenningen på termistoren skal være mindre enn -0,3 V), i forhold til den innstilte verdien, og deretter litt superkjøling (spenningen på termistoren skal overstige + 0,3 V).  Basert på dette kan du bygge grafen vist i figur 57:

  Figur 57.

Den resulterende ordningen representerer en av de mulige schmitt utløser implementeringer  eller komparator, og grafen vist i figur 57 er en beskrivelse hysterese løkker, dvs. denne ordningen kan betraktes som enkleste analog til digital omformer  - ADC.
   I tillegg til temperaturkontroll lignende kretser kan brukes til å kontrollere det andre effektnivået i lydforsterkere i klasse H. Prinsippet for drift av disse forsterkere er basert på separasjon av forsyningsspenningen i to, vanligvis de samme delene, og mens utgangssignalnivået er mindre enn den nedre strømforsyningen, bruker terminaltrinnet en lavspenningskilde. Så snart amplituden til utgangssignalet begynner å nærme seg størrelsen på forsyningsspenningen, tilføres den "andre delen" av strømmen til terminaltrinnet. For en mer detaljert diskusjon bruker vi Holton-forsterkeren:

   Figur 58. Skjematisk diagram over Holton i klasse H

I denne kretsen som komparator brukes en spesialisert forsterker LM311har en transistor ved utgangen og sendes ut av senderen og samleren, noe som utvider mulighetene til denne brikken - det er mulig å slå på både repeateren og utgangen med en åpen samler.

Så snart spenningen ved forsterkerens utgang når +40 V, vil komparatoren X3 endre spenningen ved utgangen, og transistorene X9 og X10 vil åpne og en spenning på +100 V blir påført avløpene til transistorene i terminaltrinnet. Så snart utgangsspenningen faller under 22 V, vil komparatoren igjen endre sin tilstand og strømmen "andre etasje" vil bli slått av. Spenningene der "andre etasje" med kraft slås av og på bestemmes av stillingen til motoren til innstillingsmotstanden R30, og hysteresesløyfen er dannet av motstanden R37, og i denne kretsen er verdien av denne motstanden noe undervurdert for større klarhet. Når du gjentar kretsen, anbefales det å bruke en nominell verdi på 2,2 megohms. Hvis du er sikker på at du har KORREKT PCB-oppsett og sannsynligheten for pulsopptak minimeres, kan du helt nekte denne motstanden - den indre strukturen i mikrokretsen tillater det.

Den samme prosessen skjer for den negative armen, bare X4-komparatoren overvåker den, og M7- og M8-transistorer kobler det andre effektnivået.

  Figur 59. Administrere det andre effektnivået til en klasse H-forsterker.

Som transistorer for tilkobling av det andre effektnivået på kretsen, brukes IRF640 og IRF9640, som det vanligste. Motstander R63, R64, R69, R71 brukes for å redusere sjokkprosessen som oppstår når andre nivåstransistorer åpnes og som uunngåelig vises på utgangssignalet. For å redusere den samme prosessen brukes også kondensatorer C13 og C14. Hvis det ikke er noen problemer med konfigurasjonen, kan du i stedet for par med krafttransistorer bruke en om gangen for å bruke mer høyspenningstransistorer IRF5210 for den positive skulderen og IRF3710 for den negative. Motstand ved kilden må reduseres til 0,1 Ohm. Styresystemene drives av parametriske stabilisatorer R53-D8-D9, for den positive kraftarmen og R56-D10-D11, for den negative armen. To identiske zener-dioder gir et virtuelt midtpunkt for hver op-forsterker, og dette punktet er referansepunktet for komparatoren.

Vel, hva gir egentlig en slik inkludering av terminalkaskaden? Først av alt, å redusere varmen som er spredt av slutttrinnet, siden endring av forsyningsspenningen til slutttrinnet reduserer kroppen som blir spredt betydelig av dette trinnet. Og siden varmeutviklingen er blitt mye mindre, er det allerede mulig å bruke et mindre antall par transistorer for dette veldig terminale trinnet, og dette er allerede en kostnadsbesparelse. I tillegg brukes IRFP240-IRFP9240 som transistorer i sluttfasen, maksimal spenning på STOK-ISTOK er 200 V, derfor bør forsyningsspenningen til forsterkeren i henhold til den tradisjonelle ordningen ikke overstige ± 90 V (ti volt per teknologisk reserve, selv om dette ikke er nok). Ved å bruke en to-nivå strømforsyning, kan spenningen økes, siden til enhver tid ikke mer enn 3/4 av den totale forsyningsspenningen blir påført transistorene. Med andre ord, selv når den drives av en to-nivå strømforsyning på ± 50 V og ± 100 V, vil en spenning på ikke mer enn 150 V bli påført transistorene, siden selv ved den maksimale amplituden til utgangssignalet vil en av andre-nivå-kontrolltransistorer være lukket - hvis den positive halvbølgesignalen er lukket, vil kontrollen være lukket "andre etasje" med negativ spenning og omvendt - hvis utgangen er minus halvbølgen, vil kontrollen av pluss "andre etasje" bli lukket.

Det er skjematisk mulig å organisere komparatorens arbeid på en slik måte at den ikke sporer ett nivå av spenningen sammenlignet med referansen, men to. Disse komparatorene kalles to terskel, og du kan bruke dem, for eksempel til å kontrollere spenningen til forsterkeren, for å kontrollere nivået på konstant spenning ved utgangen til forsterkeren. C dC spenningsbeskyttelse for høyttalere  og start:

  Figur 60. Beskyttelse av høyttalerne mot konstant spenning.

Her, ved inngangen til op-forsterkeren, ble opprinnelig spenning påført, organisert på dioder D3 og D4 (1N4148). En sinusformet signalgenerator V1 brukes som utgangen fra effektforsterkeren, og hvis det vises en positiv likespenning på den, kan den ikke øke verdien ved en ikke-inverterende inngang - den vil ikke gi D3, men ved inverteringsinngangen påvirker ikke en økning i den positive spenningen Op-forsterkeren vil danne nesten minus forsyningsspenningen, noe som vil medføre lukking av kompositttransistoren Q1-Q2 og reléet (R12) vil slå seg av. Hvis minusspenningen vises ved utgangen til forsterkeren, vil den ikke kunne øke, eller rettere sagt redusere, ved inverteringsinngangen - den vil ikke gi D4, men ved den ikke-inverterende inngangen kan den fritt ta negative verdier, noe som også vil føre til utseendet på en nesten minusspenning på op amp-utgangen strøm og stafett slås av igjen. La oss for eksempel levere en spenning med en amplitude på 9 V og en frekvens på 0,1 Hz fra generatoren, som kan betraktes som simulering av en konstant spenning:

   Figur 61. Tidsdiagrammer for bruken av AU-beskyttelsen, varighet 10 sekunder.

Den blå linjen er signalet fra generatoren, den røde linjen er spenningen på samlerne Q1 og Q2.
  Kjeden C2 og R13 tjener til å forsinke tilkoblingen til høyttalerne i det øyeblikket forsterkeren slås på og kort (mens C2 lader) tilfører en liten positiv spenning til inngangen til enheten.

Og hvorfor er denne kretsen bedre enn populære transistoranaloger?  Det er en nyanse som før eller siden kan føre til problemer. Ta for eksempel et av de populære DC-spenningsbeskyttelsesordningene:

  Figur 62. Skjematisk diagram over beskyttelsen av høyttalerne mot konstant spenning.

Pluss at forsterkerens utgang åpnes Q1-Q3 stenger, minus ved utgangen til forsterkeren åpnes Q2 - Q3 stenger, alt ser ut til å være sant, men hvordan skjer dette? Kapasiteten til C2 er stor nok, og det vil ikke tillate å slå reléet av og på umiddelbart hastigheten på lukking og åpning av relékontakter blir redusert, noe som forårsaker brenning av kontaktene og til slutt, feilen i reléet. For å gjøre det klart, kan du vurdere spenningsgrafene på samlerne av kontrolltransistorreléene:

   Figur 63. Oscillograms på samlere av krafttransistorer.

Her er den blå linjen spenningen ved samleren Q2 i figur 62, og den røde linjen ved samleren til transistoren Q2 på figur 60. Som det fremgår av figuren for tradisjonell beskyttelse, endres forsyningsspenningen for reléet innen 0,1 sek, mens for beskyttelse med op-forsterkeren koblingen tid avhenger bare av hastigheten på selve forsterkeren og hastigheten på krafttransistorer, dvs. nesten øyeblikkelig, sammenlignet med tradisjonelle.

Etter samme prinsipp kan du organisere myk start for kraftforsterker, og i tillegg til mykstart, vil kretsen også kontrollere forsyningsspenningen. Hvis den sekundære strømforsyningen endrer seg over eller under den innstilte grensen, for eksempel under sveising i samme fase av nettspenningen, eller under vindvær, vil ledningene til nettverkslinjen overlappe hverandre og 280-340 V vil vises i kontakten, vil denne kretsen automatisk skifte forsterkeren til starte. Hvis situasjonen varer i ganske lang tid, vil dette føre til at den strømbegrensende motstanden brenner ut og forsterkeren slås helt av. Kretsdiagrammet er vist på figur 64:

  Figur 64.

Her simulerer V1 og V1 sekundærviklingene til krafttransformatoren, V3 - simulerer overspenninger i nettspenningen, R1 og R2 - simulerer en ONE-motstand som er koblet i serie med primærviklingen av krafttransformatoren og skiftes av relékontakter, hvis vikling simulerer motstanden R15, R 3 - simulerer hvilestrømmen til forsterkeren makt. For å oppnå et smalere driftsområde, brukes Schottky-dioder i kretsen, siden de har et lavere spenningsfall, kan erstattes med 1N4144.

I øyeblikket påkoblingen blir C3 utladet og reléet er av, kondensatorene til de sekundære kraftfiltrene lades gjennom en motstand installert i serie med primærviklingen av transformatoren. Ofte overskrider ladetiden for de sekundære kraftkondensatorene ladetiden til C3, derfor forblir relékontaktene åpne. Så snart spenningen når et visst nivå ved den øvre terminalen C1, blir komparatoren utløst og reléet slått på - kretsen har gått over til driftsmodus. så snart spenningen på C1 blir mindre eller mer enn spenningen som er innstilt av innstillingsmotstanden R5, vil komparatoren igjen fungere og slå av reléet - strømmen tilføres gjennom strømbegrensende motstand. Kraften til transformatoren er ikke lenger nok til å forbrenne terminalens transistorer til forsterkeren, hvor transienter vil begynne å danne seg i løpet av overspenninger. Imidlertid, hvis kondensatorene er store nok, kan energien som er lagret i dem være nok til at noe skal svikte, så det anbefales å bruke et høyspent høyspenningsrelé med tre vekslende grupper av kontakter. Én gruppe vil skvise motstanden i primærviklingen av transformatoren, og den andre strømbegrensende motstanden installert på kraftbussene etter de viktigste sekundære kraftkondensatorene:

  Figur 65. Den mest optimale bruken av stafettkontaktgrupper.

Som en tilleggstjeneste kan denne kretsen fremdeles overvåke den tekniske tilstanden til C1 (figur 64), og hvis kapasiteten avtar fra "uttørking", vil enheten ikke engang tillate strøm til forsterkeren. Men her vil det være nødvendig å legge til nøyaktig den samme ordningen for å overvåke den tekniske tilstanden til kondensatorene til den negative forsyningsarmen, men bruken av op forsterker type TL072 (i ett hus 2 op forsterker) vil redusere antall deler som brukes.

Til slutt gjenstår det å vurdere en annen måte å bruke op-ampere på, som vanligvis brukes i kraftforsterkere av høy kvalitet, dessuten brukes den som en konstant spenningsforsterker.

For å sikre at utgangen til DC-effektforsterkeren er så nær null som mulig, brukes integratorer - moduler som overvåker størrelsen på den direkte spenningen og, basert på størrelsen på DC-komponenten, gjør justeringer til forsterkermodusene og derved bringer likespenningsnivået til null. Ta for eksempel den samme Holton-forsterkeren:

   Figur 66. Skjematisk diagram over en Holton-forsterker med en bufferforsterker og integrator.

Utgangsspenningen til kraftforsterkeren gjennom motstanden R49 faller på kondensatoren C21, som filtrerer signalets variable komponent. Diodene ombord D12 og D13 eliminerer overskuddet av inngangsspenningen for forsterkeren og beskytter den mot overbelastning. Deretter går spenningen til inverteringsinngangen til op-amp X7 og sammenlignes med , som mates til den ikke-inverterende inngangen til op-amp. Op-forsterkeren er dekket av en dyp OOS, men bare med hensyn til vekslende spenning er den en kondensator C20, derfor forsterker den bare konstant spenning, som fra utgangen til op-forsterkeren, gjennom motstanden R47 føres til inngangen til forsterkeren. Hvis konstant spenning er positiv ved utgangen fra forsterkeren, genererer integratoren en negativ spenning ved sin utgang slik at spenningen ved utgangen til forsterkeren blir null OA for integratoren, blir inngangsspenningen sammenlignet med nøyaktig null. Hvis utgangen fra forsterkeren er negativ, dannes en positiv spenning ved utgangen fra op-forsterkeren, og utjevner igjen utgangsspenningen til selve PA med null.

Innføringen av en integrator lar deg mer nøyaktig kontrollere tilstedeværelsen av en konstant komponent ved forsterkerutgangen og korrigerer den automatisk, noe som gjorde det mulig å øke inngangsimpedansen betydelig forsterkeren i seg selv - i figur 25 er R8 10 kOhm, verdien av denne motstanden ble satt til null ved forsterkerens utgang.

Det er faktisk alle de viktigste måtene å bruke op-amp i lydteknikk, hvis du kommer opp med din egen - ære og ros til deg.

Du kan selvfølgelig bebreides for ikke å nevne kraftige op-ampere som kan brukes uavhengig som effektforsterkere, for eksempel TDA2030, TDA2050, etc. Men dette er et viktig poeng. På den ene siden er dette allerede integrerte effektforsterkere, som en stillesittende gren, på den andre siden er alle alternativer for å slå på op-forsterkere egnet for dem, og akkurat som op-ampere kan de summere signalene, endre frekvensrespons, de kan jobbe med komparatorer, og kostnadene for TDA2030 er mindre enn kostnadene for op-amp, transistor og reléene som trengs for å kontrollere viften, og likevel er TDA2030 i stand til å kontrollere en datavifte uten ekstra elementer, og ikke en, men flere, koblet i serie, med økende strømforsyning, og parallelt - rekkevidden til smelter spenninger tillater. Igjen kan de aller fleste diskrete forsterkere betraktes som op-ampere, siden de har både en inverterende inngang og en inverterende inngang, derfor er alle lovene for op-amp tilbakemelding ganske anvendelige for dem. Så tenk videre selv - DETTE vil være en kreativ tilnærming.

I påvente av bebreidelsen om at det ville være mulig å legge til et lite hjelpeark på de mest populære DT-ene, svarer jeg - en lignende brosjyre er under utvikling og vil vises i midten eller slutten av oktober som et vedlegg til denne artikkelen.

En av ulempene med denne artikkelen er mangelen på fotografier og tegninger av trykte kretskort. Imidlertid foreslås ordninger her, hvorav noen ble satt sammen som separate moduler for mer enn tjue år siden, og om nødvendig er de i dag ganske enkelt integrert direkte i enhetskortet og brukes ikke som en egen modul. Så design kretskort selv eller søk videre.

Vedlegg til artikkelen

Operasjonsforsterkere er delt inn i flere kategorier, den mest populære er op-ampere for bred applikasjon, som ikke har dårlige parametere, men i dag regnes de som gjennomsnittlige. Det er presisjonsforsterkere ment for bruk i måleutstyr. Og det er spesielt for lydenheter.

Hvordan skiller de seg utover prisen?   Først av alt konseptet. Ta for eksempel konseptdiagrammet til en op-forsterker med utbredt bruk TL071 og ansett for å være lyd:

   Figur 1. Skjematisk diagram over driftsforsterkeren TL071

  Figur 2. Skjematisk diagram over driftsforsterkeren AD744

I tillegg til kretsforskjellene, skiller disse opampene seg fra hverandre av de brukte transistorer - AD774 har raskere transistorer, noe som selvfølgelig påvirker frekvensen av enhetsgevinst. AD744 har en enhetsforsterkningsfrekvens på minst 13 MHz og TL071 - 3 MHz. De har også et annet THD-nivå - AD744 er 0,0003%, TL071 fra Texas Instruments - 0,003%, og TL071 fra STMicroelectronics - 0,01%, og til slutt, i AD744-kretsskjemaet, er det to innstillingsmotstander i gjeldende generator, ja , ja, det er nettopp innstillingen. Selvfølgelig har ikke mikrokretsene spor for justering. Disse motstandene rettes inn med laseren etter fabrikasjon av op amp-krystallen for å oppnå den optimale driftsmodusen for differensialtrinnet, og som et resultat, det minimale THD-nivå.

Selv uten å dykke dypt inn i økonomien, bør det være klart at kostnadene for operativsystemet gitt som eksempel vil avvike mange ganger, eller mer presist, nesten 20 ganger. De første parametrene til komponentene forklarer også dominansen av STMicroelectronics TL071 markedet, fordi disse populære op-ampere selges til samme pris som Texas Instruments op-amp - ikke alle kjøpere kan forklare forskjellen. De fleste fokuserer bare på navnet og forstår ikke at de samme mikrokretsene fra forskjellige produsenter skiller seg selv i nøyaktigheten til motstandene som brukes, for ikke å nevne halvledere. Figur 3 viser et skjematisk diagram av TL071 fra STMicroelectronics, klassifiseringene av passive komponenter avviker fra klassifiseringene vist i figur 1:

  Figur 3. Skjematisk diagram av TL071 op forsterker av STMicroelectronics

Tatt i betraktning det faktum at spredningen av motstandsparametere beregnes fra det siste sifferet og vanligvis er 5%, får vi at spredningen av motstander i differansetrinnet for mikrokretsen fra STMicroelectronics De operative forsterkerne fra Analog Devices har følgende husdimensjoner:
   SOIC_N (R8) saglengde 4 mm, bredde 5 mm, blyhøyde 1,27 mm, blylengde mer enn 1 mm
   MSOP (RM8) kasselengde 3 mm, bredde 3 mm, blyavstand 0,65 mm, blylengde mindre enn 1 mm

Til sammenligning er forsterkeren til utbredt bruk TL071 fra forskjellige produsenter inkludert i tabellen.
   Bruken av dyre op-ampere for en forsterker gir imidlertid mening bare hvis det er passende høyttalere, først og fremst, og ikke glem kilden til lydsignalet.

Bruken av gode op-ampere i en forsterker som fungerer med gjennomsnittlige høyttalere og en budsjettkilde vil selvfølgelig bli merkbar, men uansett vil ikke denne op-amperen avsløre alle funksjonene - banen skal helt tilsvare den valgte kategoriprisen.

tags:

• Op amp

En spenningsfølger er den enkleste mulige negativ feedbackforsterker (OOS). Utgangsspenningen er nøyaktig lik inngangsspenningen. Hvis det ikke er annerledes, kan du spørre - hvorfor er dette nødvendig, hvis ingenting endres fra dette?

Hovedpoenget er at dette handler om spenning, ikke om strøm. Så spenningsfølgeren forbruker nesten ikke strøm fra signalkilden, og lar deg få en ganske høy strøm fra utgangen.

Vi har ofte å gjøre med aktive radiokomponenter som har en veldig liten utgangsstrøm. Et eksempel på en slik komponent er eller. Koble elementer med lav motstand mot dem vil føre til en reduksjon i spenningen til utgangssignalet generert av disse kildene.

I en slik situasjon er det fornuftig å bruke en spenningsfølger. Den har en høy inngangsimpedans, slik at den ikke reduserer eller forvrenger inngangssignalet, og har også en lav utgangsimpedans, som lar deg koble til energikrevende komponenter, for eksempel en LED.

For å forstå hvordan en spenningsfølger fungerer, må vi kjenne til tre elementære regler for driften av en driftsforsterker:

Regel nummer 1 - den operative forsterkeren bruker sin utgang til inngangen gjennom OOS (negativ tilbakemelding), som et resultat hvorav spenningene ved begge inngangene, både invertering (-) og ikke-invertering (+) blir utjevnet.

Regel nummer 2 - inngangene til forsterkeren forbruker ikke strøm

Regel nummer 3 - spenningen ved inngangene og utgangen skal være i området mellom den positive og negative forsyningsspenningen til operativsystemet.

Anta at inngangsspenningen har blitt 3V, og for tiden har vi 1V ved utgangen. Hva vil skje? Forsterkeren bestemmer at forskjellen mellom inverteringsinngangen (-) og ikke-invertering (+) er 2V.

I samsvar med regel nr. 1 øker utgangsspenningen til spenningen ved inngangene blir utjevnet. Situasjonen forenkles ytterligere ved at utgangen er koblet direkte til inverteringsinngangen (-), og dette fører uunngåelig til at spenningen ved disse to terminalene blir den samme.

Ofte kan du i spenningsfølgerkretsen finne en ekstra motstand i tilbakemeldingskretsen. Det trengs der økt nøyaktighet er nødvendig. Reglene nr. 1 og nr. 2 gjelder den ideelle driftsforsterkeren, som i virkeligheten ikke eksisterer.

Inngangsspenninger kan ikke være helt identiske, en liten strøm strømmer gjennom dem, så utgangsspenningen kan avvike fra inngangsspenningen med flere millivolt. Motstand R er designet for å redusere effekten av disse manglene. Den må ha en motstand som er lik motstanden til signalkilden.

Hilsener! Vi fortsetter emnet som ble reist i artikkelen min.
På Datagorsk-forumet Vladimir ( vol2008) tok opp temaet for retrostrukturforsterkeren og foreslo en egen versjon av bufferkaskaden for terminalforsterkeren.

Jeg foreslår også muligheten til et buffertappe med en pseudo-push-pull-repeater.

Mulige implementeringer av bufferkaskader

Fig. 1. Alternativer for buffertrinnet for effektforsterkeren:
a) emitterfølger, b) emitterfølger med dynamisk belastning,
c) en pseudo-push-pull emitter-følge på transistorer med samme struktur,
d) pseudo-push-pull emitter følger på komplementære transistorer

Senderen følger med en motstand i emitterkretsen (fig. La) har den ulempen at med en økning i amplituden til inngangssignalet, kan begrensningen av den ene halvbølgen av signalet forekomme tidligere enn den andre.

Under den positive halvbølgen til inngangssignalet er emitterstrømmen VT1 delt mellom motstandene i emitteren Re og i belastningen RN. Under den negative halvbølgen strømmer strømmen gjennom RN i motsatt retning.

For å unngå begrensning, må emitterstrømmen til VT1 alltid være større enn null.

Det er enkelt å vise at den maksimale toppamplitude for utgangssignalet er relatert til spenningen ved senderen Ue og belastningsmotstandene RN og senderen Re som følger:
Uoutmax \u003d UeRn / (Re + Rn).

For kretsen vist i fig. 1a får vi:
Uoutmax \u003d 7,5 · 0,62 / (0,62 + 1,1) \u003d 2,7 V.

Bruken av en aktiv belastning i emitterkretsen gjør det mulig å eliminere mangelen på en emitterfølger med en motstandsbelastning og ytterligere redusere forvrengning (fig. 1 b). Til dels forblir ulempen med en enkel emitterfølger her: med en positiv halvbølge av inngangssignalet sendes strømmen ikke bare til belastningen, men også til strømkilden.

Reduser betydelig alle forvrengninger, så vel som utgangsimpedans, tillate pseudo-push-pull repeatere. Her brukes en styrt strømgenerator som senderen belastning, og danner en motdynamisk belastning for den andre armen, fig. 1c.

Avbildet i fig. 1c-ordning - overføring av patent for en rørrepeater fra førtiårene av forrige århundre til transistorkretser.

Siden transistorkretser, i motsetning til lamper, bruker transistorer av to typer konduktivitet, er det mulig å modifisere denne kretsen, som et resultat får vi en komplementær pseudo-push-pull-repeater, fig. 1 g. Vladimir benyttet denne ordningen vellykket ( vol2008).

Lav utgangsimpedans for kretser vist på fig. 1c og fig. 1 g, samt mindre forvrengning sammenlignet med kretsene vist på fig. 1a og fig. 1 b, har en positiv effekt på lydgjengivelse.

Fig. 2. Skjematisk diagram over bufferkaskaden
med pseudo-push repeater

Samlestrømmen til transistoren VT1 (VT5) er innstilt av motstanden R5 (R11) og er I0 \u003d Ube / R5 \u003d 0,2 mA, der Ube \u003d 0,66 V er basisemitter-spenningen til transistoren VT3 (VT4).

De nåværende kildene er laget på transistorer VT2 (VT6), basekretsene til transistorene drives av en felles parametrisk spenningsstabilisator HL1, R8, C3 gjennom motstandene R7 og R9. Nåværende kildestrøm er 10 mA.

Utfase-signalet fra motstanden R4 (R10) gjennom isolasjonskondensatoren C2 (C4) kommer inn i basen til transistoren til strømkilden VT2 (VT6), noe som sikrer den aktive driftsmodusen for repeateren på begge halvbølger av inngangssignalet.

--
  Takk for oppmerksomheten!
  Igor Kotov, sjefredaktør, Datagoras Magazine

  Liste over nevnte kilder

Signalkilde med inngangsimpedansbelastning.

Bufferforsterkere av både spenning og strøm (inkludert repeatere) forsterker effekten. I praksis, under uttrykket bufferforsterker  oftest forstått nøyaktig bufferspenningsforsterker.

Avhengig av ønsket utvalg av utgangsstrømmer og spenninger, kan bufferforsterkere bygges

• på diskrete transistorer, AC-repeatere - også på lamper
• på generelle driftsforsterkere
• på spesialiserte bufferforsterker IC-er

Wikimedia Foundation. 2010.

Se hva "Bufferforsterker" er i andre ordbøker:

bufferforsterker - - [Y.N. Luginsky, M.S. Fezi Zhilinskaya, Yu Kabirov. Engelsk-russisk ordbok om elektroteknikk og elektrisk kraftindustri, Moskva, 1999] Emner for elektroteknikk, grunnleggende konsepter EN buffer ... Teknisk oversetterreferanse

bufferforsterker  - buferinis stiprintuvas statusas T sritis automatika atitikmenys: angl. buffer forsterker; isolerende forsterker vok. Bufferverstärker, m. bufferforsterker, m pranc. amplificateur tampong, m ryšiai: sinonimas - skiriamasis stiprintuvas ... Automatikos terminų žodynas

En elektronisk forsterker er en forsterker av elektriske signaler, i de forsterkende elementene som fenomenet elektrisk ledningsevne i gasser, vakuum og halvledere brukes. En elektronisk forsterker kan være en uavhengig ... ... Wikipedia

Artikkelen beskriver noen typiske anvendelser av integrerte driftsforsterkere (op ampere) i analoge kretsløp. Tegningene brukte forenklede kretsbetegnelser, så det må huskes at ikke-essensielle detaljer (tilkoblinger til ... ... Wikipedia

Dette begrepet har andre betydninger, se Zener diode (betydninger) ... Wikipedia

Grafiske bilder og elementer av mange og forskjellige enheter og enheter innen elektronikk, automatisering, radio og datateknologi. Design og utvikling av grunnleggende elektroniske kretsløp og mer komplekse systemer laget av dem er bare ... Encyclopedia of Collier