Enkle kretser for tl 494. Switching laboratoriestrømforsyningsenhet for TL494. Parametre for TL494-brikken

PULSE STRØMFORSYNINGSENHET FOR TL494 OG IR2110

De fleste spenningsomformere for biler og nettverk er basert på en spesialisert TL494-kontroller, og siden den er den viktigste, ville det ikke være rettferdig å ikke fortelle kort om prinsippet for driften.
TL494-kontrolleren er en DIP16 plastkasse (det finnes varianter i en plan kasse, men den brukes ikke i disse designene). Funksjonsdiagrammet til kontrolleren er vist i fig. 1.

Figur 1 - Blokkdiagram av TL494-mikrokretsen.

Som du kan se fra figuren, har TL494-mikrokretsen svært utviklede kontrollkretser, som gjør det mulig å bygge omformere på grunnlag av nesten alle krav, men først noen få ord om de funksjonelle enhetene til kontrolleren.
ION- ogr. Kretsen slås på når strømforsyningen når terskelen på 5,5...7,0 V (typisk verdi 6,4V). Inntil dette øyeblikket hindrer de interne kontrollbussene driften av generatoren og den logiske delen av kretsen. Tomgangsstrøm ved forsyningsspenning + 15V (utgangstransistorer er deaktivert) ikke mer enn 10 mA. ION + 5V (+4,75 .. + 5,25 V, utgangsstabilisering ikke dårligere enn +/- 25 mV) gir en flytende strøm på opptil 10 mA. Det er mulig å slå opp referansen kun ved å bruke en npn emitterfølger (se TI side 19-20), men ved utgangen til en slik "stabilisator" vil spenningen være sterkt avhengig av laststrømmen.
Generator genererer på tidskondensatoren Сt (pinne 5) en sagtannspenning på 0 .. + 3.0V (amplituden er satt av ION) for TL494 Texas Instruments og 0 ... + 2.8V for TL494 Motorola (hva kan vi forvente fra andre?), henholdsvis for TI F = 1,0 / (RtCt), for Motorola F = 1,1 / (RtCt).
Driftsfrekvenser tillatt fra 1 til 300 kHz, mens det anbefalte området er Rt = 1 ... 500 kOhm, Ct = 470 pF ... 10 mkF. I dette tilfellet er den typiske temperaturdriften til frekvensen (naturligvis, uten å ta hensyn til driften til de tilkoblede komponentene) +/- 3 %, og frekvensdriften, avhengig av forsyningsspenningen, er innenfor 0,1 % i hele tillatt område.
For fjernavstenging generator, kan du bruke en ekstern nøkkel for å lukke inngangen Rt (6) til utgangen til ION, eller - lukke Ct til bakken. Selvfølgelig må lekkasjemotstanden til den åpne bryteren tas i betraktning når du velger Rt, Ct.
Inngang for hvilefasekontroll (duty cycle) gjennom stillefasekomparatoren setter den nødvendige minimumspausen mellom pulser i kretsens armer. Dette er nødvendig både for å forhindre gjennomstrømming i effekttrinnene utenfor IC, og for å sikre stabil drift av utløseren - koblingstiden til den digitale delen av TL494 er 200 ns. Utgangssignalet aktiveres når sagen ved CT overskrider spenningen ved styreinngang 4 (DT). Ved klokkefrekvenser opp til 150 kHz med null styrespenning er hvilefasen = 3 % av perioden (ekvivalent forskyvning av styresignalet 100..120 mV), ved høye frekvenser utvider den innebygde korreksjonen hvilefasen til 200. .300 ns.
Ved å bruke DT-inngangskretsen er det mulig å stille inn en fast hvilefase (R-R-deler), mykstart (R-C), fjernavstengning (tast), og også bruke DT som en lineær kontrollinngang. Inngangskretsen er basert på pnp-transistorer, så inngangsstrømmen (opptil 1,0 μA) strømmer ut av IC og strømmer ikke inn i den. Strømmen er stor nok, så høymotstandsmotstander (ikke mer enn 100 kΩ) bør unngås. Se TI, side 23 for et eksempel på overspenningsbeskyttelse ved bruk av en TL430 3-leder Zener-diode (431).
Feil forsterkere - faktisk operasjonsforsterkere med Ku = 70..95 dB ved konstant spenning (60 dB for tidlig serie), Ku = 1 ved 350 kHz. Inngangskretsene er pnp-transistorer, så inngangsstrømmen (opptil 1,0 μA) strømmer ut av IC i stedet for å strømme inn i den. Strømmen er stor nok for op-ampen, forspenningen er også (opptil 10 mV), så høymotstandsmotstander i kontrollkretsene (ikke mer enn 100 kΩ) bør unngås. Men takket være bruken av pnp-innganger, er inngangsspenningsområdet fra -0,3V til Vpower-2V
Når du bruker et RC-frekvensavhengig operativsystem, husk at utgangen til forsterkerne faktisk er en ensidig (seriell diode!), Så den vil lade kondensatoren (opp), og det vil ta lang tid å lade ut nedover. Spenningen på denne utgangen er i området 0 .. + 3,5V (litt mer enn oscillator-svingen), da synker spenningskoeffisienten kraftig og ved ca 4,5V på utgangen metter forsterkerne. På samme måte bør lavimpedansmotstander i utgangskretsene til forsterkere (feedback-sløyfer) unngås.
Forsterkere er ikke designet for å fungere innenfor en enkelt klokkesyklus. Med en signalutbredelsesforsinkelse på 400 ns inne i forsterkeren er de for trege til dette, og triggerkontrolllogikken tillater ikke (det ville vært sidepulser ved utgangen). I virkelige PN-kretser er avskjæringsfrekvensen til tilbakekoblingskretsen valgt til å være i størrelsesorden 200-10000 Hz.
Utløser- og utgangskontrolllogikk - Med en forsyningsspenning på minst 7V, hvis sagspenningen ved generatoren er større enn ved styreinngangen DT, og hvis sagspenningen er høyere enn ved noen av feilforsterkerne (med tanke på de innebygde terskelverdiene og offsets), er kretsutgangen tillatt. Når generatoren tilbakestilles fra maksimum til null, er utgangene deaktivert. En trigger med parafaseutgang deler frekvensen i to. Med en logisk 0 på inngang 13 (utgangsmodus) blir triggerfasene ORed og matet samtidig til begge utgangene, med en logisk 1 - de mates i parafase til hver utgang separat.
Utgangstransistorer - npn Darlingtons med innebygd termisk beskyttelse (men ingen overstrømsbeskyttelse). Dermed er minimum spenningsfall mellom kollektoren (vanligvis lukket til den positive skinnen) og emitteren (ved belastningen) 1,5V (typisk ved 200 mA), og i en krets med en felles emitter er det litt bedre, 1,1 V typisk. Maksimal utgangsstrøm (med en åpen transistor) er begrenset til 500 mA, maksimal effekt for hele krystallen er 1W.
Bytte av strømforsyninger erstatter gradvis deres tradisjonelle slektninger innen lydteknikk, siden de både økonomisk og størrelsesmessig ser merkbart mer attraktive ut. Den samme faktoren som å bytte strømforsyning bidrar til forvrengningen av forsterkeren, nemlig utseendet til ekstra overtoner mister allerede sin relevans hovedsakelig av to grunner - den moderne elementbasen lar deg designe omformere med en konverteringsfrekvens betydelig høyere enn 40 kHz , derfor vil strømforsyningsmodulasjonen introdusert av strømforsyningen allerede være i ultralyd. I tillegg er en høyere strømfrekvens mye lettere å filtrere bort, og bruken av to L-formede LC-filtre i strømforsyningskretsene jevner allerede tilstrekkelig ut krusningen ved disse frekvensene.
Selvfølgelig er det også en flue i salven i dette honningfatet - forskjellen i pris mellom en typisk strømforsyning for en effektforsterker og en pulsert blir mer merkbar med en økning i kraften til denne enheten, dvs. jo kraftigere strømforsyningen er, jo mer lønnsom er den i forhold til standardmotparten.
Og det er ikke alt. Ved å bruke bytte av strømforsyninger er det nødvendig å følge reglene for installasjon av høyfrekvente enheter, nemlig bruk av ekstra skjermer, tilførsel av en felles ledning til kjøleribbene til kraftseksjonen, samt riktig ledning av bakken og koblingen av skjermingsfletter og ledere.
Etter en liten lyrisk digresjon om funksjonene ved å bytte strømforsyning for effektforsterkere, er det et skjematisk diagram av en 400W strømforsyning:

Figur 1. Skjematisk diagram av en byttestrømforsyning for effektforsterkere opp til 400 W
ØKING I GOD KVALITET

TL494 fungerer som kontrollkontroll i denne strømforsyningen. Selvfølgelig er det mer moderne mikrokretser for denne oppgaven, men vi bruker denne kontrolleren av to grunner - den er VELDIG enkel å kjøpe. I ganske lang tid ble TL494 fra Texas Instruments brukt i de produserte strømforsyningene, ingen kvalitetsproblemer ble funnet. Feilforsterkeren er dekket av OOS, som lar deg oppnå en ganske stor kaffe. stabilisering (forholdet mellom motstandene R4 og R6).
Etter TL494-kontrolleren er det en IR2110 halvbro-driver, som faktisk kontrollerer portene til krafttransistorene. Bruken av driveren gjorde det mulig å forlate den matchende transformatoren, som er mye brukt i datastrømforsyninger. IR2110-driveren lastes på portene gjennom R24-VD4- og R25-VD5-kjedene og akselererer lukkingen av feltsjåførene.
Strømbrytere VT2 og VT3 fungerer på primærviklingen til krafttransformatoren. Midtpunktet som kreves for å oppnå en vekselspenning i transformatorens primærvikling er dannet av elementene R30-C26 og R31-C27.
Noen få ord om algoritmen for drift av byttestrømforsyningsenheten på TL494:
I det øyeblikket 220 V-nettspenningen påføres, blir kapasitansene til de primære strømforsyningsfiltrene C15 og C16 infisert gjennom motstandene R8 og R11, noe som ikke tillater VD-diolbroen å overbelaste med en kortslutningsstrøm som er fullstendig utladet C15 og C16. Samtidig lades kondensatorene C1, C3, C6, C19 gjennom en linje med motstander R16, R18, R20 og R22, en stabilisator 7815 og en motstand R21.
Så snart spenningen på kondensatoren C6 når 12 V, "bryter Zener-dioden VD1 gjennom" og en strøm begynner å strømme gjennom den som lader kondensatoren C18, og så snart den positive terminalen til denne kondensatoren når en verdi tilstrekkelig til å åpne tyristoren VS2, vil den åpne. Dette vil resultere i at reléet K1 slås på, som ved kontaktene vil omgå de strømbegrensende motstandene R8 og R11. I tillegg vil den åpnede tyristoren VS2 åpne transistoren VT1 til TL494-kontrolleren og IR2110-halvbrodriveren . Kontrolleren vil starte mykstartmodus, hvis varighet avhenger av verdiene til R7 og C13.
Under en myk start øker varigheten av pulsene som åpner effekttransistorene gradvis, og lader derved de sekundære effektkondensatorene gradvis og begrenser strømmen gjennom likeretterdiodene. Varigheten øker til mengden sekundæreffekt er tilstrekkelig til å åpne LED-en til optokobleren IC1. Så snart lysstyrken til optokobler-LED-en blir tilstrekkelig til å åpne transistoren, vil pulsvarigheten slutte å øke (Figur 2).

Figur 2. Mykstartmodus.

Det skal bemerkes her at varigheten av mykstarten er begrenset, siden strømmen som går gjennom motstandene R16, R18, R20, R22 ikke er nok til å drive TL494-kontrolleren, IR2110-driveren og reléviklingen slått på - forsyningsspenningen av disse mikrokretsene vil begynne å avta og snart synke til en verdi der TL494 vil slutte å generere kontrollpulser. Og det er opp til dette øyeblikket at mykstartmodusen må avsluttes og omformeren må gå tilbake til normal drift, siden TL494-kontrolleren og IR2110-driveren mottar hovedstrømmen fra krafttransformatoren (VD9, VD10 er en midtpunktlikeretter, R23 -C1-C3 er et RC-filter, IC3 er en 15 V stabilisator) og det er derfor kondensatorene C1, C3, C6, C19 har så store karakterer - de må opprettholde kontrollerens strømforsyning til den går inn i normal drift.
TL494 stabiliserer utgangsspenningen ved å endre varigheten av kontrollpulsene til krafttransistorene ved en konstant frekvens - Bredde og puls M-modulasjon - PWM... Dette er bare mulig under forutsetning av at verdien av sekundærspenningen til krafttransformatoren er høyere enn det som kreves ved utgangen av stabilisatoren med minst 30%, men ikke mer enn 60%.

Figur 3. Driftsprinsippet til PWM-stabilisatoren.

Med en økning i belastningen begynner utgangsspenningen å synke, lysdioden til optokobleren IC1 begynner å lyse mindre, optokoplertransistoren lukkes, reduserer spenningen ved feilforsterkeren og øker dermed varigheten av kontrollpulsene til driftsspenningen når stabiliseringsverdien (figur 3). Med en reduksjon i belastningen vil spenningen begynne å øke, LED-en til optokobleren IC1 vil begynne å lyse sterkere, og dermed åpne transistoren og redusere varigheten av kontrollpulsene til verdien av den effektive verdien av utgangsspenningen synker til en stabilisert verdi. Verdien av den stabiliserte spenningen reguleres av trimmeren R26.
Det skal bemerkes at TL494-kontrolleren ikke regulerer varigheten av hver puls avhengig av utgangsspenningen, men bare gjennomsnittsverdien, dvs. måledelen har en viss treghet. Men selv med installerte kondensatorer i den sekundære strømforsyningen med en kapasitet på 2200 uF, faller strømforsyningen under topp korttidsbelastninger ikke over 5%, noe som er ganske akseptabelt for utstyr i HI-FI-klassen. Vi setter vanligvis kondensatorer i den sekundære strømforsyningen på 4700 uF, noe som gir en sikker margin for toppverdier, og bruken av en gruppestabiliseringsinduktor lar oss kontrollere alle 4 utgangsspenningene.
Denne bryterstrømforsyningen er utstyrt med overbelastningsbeskyttelse, hvis måleelement er strømtransformatoren TV1. Så snart strømmen når en kritisk verdi, åpner tyristoren VS1 og omgår strømforsyningen til det siste trinnet til kontrolleren. Styrepulsene forsvinner og strømforsyningen går i standby-modus, der den kan være i ganske lang tid, siden tyristoren VS2 forblir åpen - strømmen som strømmer gjennom motstandene R16, R18, R20 og R22 er nok til å holde den åpen . Hvordan beregne en strømtransformator.
For å fjerne strømforsyningen fra standby-modus, må du trykke på SA3-knappen, som vil omgå tyristoren VS2 med kontaktene, strømmen vil slutte å strømme gjennom den og den lukkes. Så snart kontaktene SA3 åpnes, lukker transistoren VT1 seg selv, og fjerner strømmen fra kontrolleren og driveren. Dermed vil kontrollkretsen gå inn i minimumsforbruksmodus - tyristoren VS2 er lukket, derfor er reléet K1 av, transistoren VT1 er lukket, derfor er kontrolleren og driveren deaktivert. Kondensatorene C1, C3, C6 og C19 begynner å lades, og så snart spenningen når 12 V, åpnes tyristoren VS2 og strømforsyningsenheten starter opp.
Hvis du trenger å sette strømforsyningen i standby-modus, kan du bruke SA2-knappen, når du trykker på den, kobles basen og emitteren til transistoren VT1. Transistoren vil lukke og deaktivere kontrolleren og driveren. Styreimpulsene vil forsvinne, og sekundærspenningene vil også forsvinne. Strømmen vil imidlertid ikke bli fjernet fra K1-reléet og omformeren vil ikke startes på nytt.
Denne kretsen lar deg sette sammen strømforsyninger fra 300-400 W til 2000 W, selvfølgelig, at noen elementer i kretsen må byttes ut, siden de i parametrene ganske enkelt ikke tåler store belastninger.
Når du monterer kraftigere alternativer, bør du være oppmerksom på kondensatorene til utjevningsfiltrene til den primære strømforsyningen C15 og C16. Den totale kapasiteten til disse kondensatorene må være proporsjonal med kraften til strømforsyningen og tilsvare andelen 1 W av utgangseffekten til spenningsomformeren tilsvarer 1 μF av kondensatoren til det primære strømforsyningsfilteret. Med andre ord, hvis kraften til strømforsyningen er 400 W, skal det brukes 2 kondensatorer på 220 μF, hvis effekten er 1000 W, må 2 kondensatorer på 470 μF eller to på 680 μF installeres.
Dette kravet har to formål. For det første reduseres krusningen til primærforsyningsspenningen, noe som gjør det lettere å stabilisere utgangsspenningen. For det andre letter bruken av to kondensatorer i stedet for én arbeidet til selve kondensatoren, siden elektrolytiske kondensatorer i TK-serien er mye lettere å få tak i, og de er ikke helt beregnet for bruk i høyfrekvente strømforsyninger - den interne motstanden er for høy og disse kondensatorene vil varmes opp ved høye frekvenser. Ved å bruke to stykker reduseres den indre motstanden, og den resulterende oppvarmingen er allerede delt mellom de to kondensatorene.
Når de brukes som krafttransistorer IRF740, IRF840, STP10NK60 og lignende (for mer informasjon om de mest brukte transistorene i nettverksomformere, se tabellen nederst på siden), kan VD4- og VD5-diodene forlates helt, og verdiene til motstandene R24 og R25 kan reduseres til 22 Ohm - strøm IR2110-driveren er nok til å kontrollere disse transistorene. Hvis en kraftigere bryterstrømforsyning blir satt sammen, vil det være nødvendig med kraftigere transistorer. Vær oppmerksom på både den maksimale strømmen til transistoren og dens dissipasjonseffekt - pulsstabiliserte strømforsyninger er veldig følsomme for riktigheten til den medfølgende forsyningen, og uten den varmes krafttransistorene opp mer, siden strømmer dannet på grunn av selvinduksjon begynner å strømme gjennom diodene installert i transistorene. Lær mer om å velge en snubber.
Lukketiden som øker uten tilførsel er heller ikke et lite bidrag til oppvarmingen – transistoren er i lineær modus over lengre tid.
Ganske ofte glemmer de en annen funksjon ved felteffekttransistorer - med en økning i temperaturen synker deres maksimale strøm, og ganske sterkt. Basert på dette, når du velger krafttransistorer for å bytte strømforsyning, bør du ha minst to ganger den maksimale strømmarginen for strømforsyninger for effektforsterkere og tre ganger for enheter som opererer på en stor, uforanderlig belastning, for eksempel et induksjonssmelteverk eller dekorative belysning, som driver et lavspent elektroverktøy.
Stabiliseringen av utgangsspenningen utføres ved hjelp av gruppestabiliseringsdrosselen L1 (DGS). Vær oppmerksom på retningen til viklingene til denne induktoren. Antall omdreininger skal være proporsjonalt med utgangsspenningene. Selvfølgelig er det formler for å beregne denne viklingsenheten, men erfaringen har vist at den totale kraften til kjernen for DGS bør være 20-25% av krafttransformatorens totale effekt. Du kan spole det til vinduet er fylt med omtrent 2/3, og ikke glem at hvis utgangsspenningene er forskjellige, bør viklingen med høyere spenning være proporsjonalt større, for eksempel trenger du to bipolare spenninger, en på ± 35 V, og den andre for å drive en subwoofer med en spenning ± 50 V.
Vi spoler DGS i fire ledninger samtidig til 2/3 av vinduet er fylt, teller svingene. Diameteren er beregnet ut fra en strømstyrke på 3-4 A/mm2. La oss si at vi har 22 svinger, utgjør andelen:
22 omdreininger / 35 V = X omdreininger / 50 V.
X omdreininger = 22 × 50/35 = 31,4 ≈ 31 omdreininger
Kutt deretter av to ledninger for ± 35 V og skru opp ytterligere 9 omdreininger for en spenning på ± 50.
MERK FØLGENDE! Husk at kvaliteten på stabilisering direkte avhenger av hvor raskt spenningen endres som optokoblerdioden er koblet til. For å forbedre kaffestabiliseringen er det fornuftig å koble en ekstra belastning til hver spenning i form av 2 W motstander og 3,3 kΩ motstand. Belastningsmotstanden koblet til spenningen kontrollert av optokobleren må være 1,7 ... 2,2 ganger mindre.

Viklingsdataene for nettsvitsjing av strømforsyninger på ferrittringer med en permeabilitet på 2000 nm er oppsummert i tabell 1.

Det er imidlertid langt fra alltid mulig å gjenkjenne merket ferritt, spesielt hvis det er ferritt fra linjetransformatorer til TV-er. Du kan komme deg ut av situasjonen ved å finne ut antall svinger empirisk. Mer detaljer om dette i videoen:

Ved å bruke de ovennevnte kretsene til svitsjingsstrømforsyningen, ble flere undermodifikasjoner utviklet og testet, designet for å løse et spesielt problem ved forskjellige krefter. PCB-tegningene til disse strømforsyningene er vist nedenfor.
Trykt kretskort for en pulsstabilisert strømforsyningsenhet med en kapasitet på opptil 1200 ... 1500 W. Bordstørrelse 269x130 mm. Faktisk er dette en mer avansert versjon av forrige PCB. Forskjellig i nærvær av en gruppestabiliseringschoke som lar deg kontrollere verdien av alle strømspenninger, samt et ekstra LC-filter. Har viftekontroll og overbelastningsbeskyttelse. Utgangsspenningene består av to bipolare strømforsyninger og en bipolar lavstrømsforsyning for fortrinnene.

Utvendig sett av kretskortet til strømforsyningsenheten opptil 1500 W. LAST NED LAY

En stabilisert strømforsyningsenhet med en kapasitet på opptil 1500 ... 1800 W kan utføres på et trykt kretskort med en størrelse på 272x100 mm. Strømforsyningen er designet for en krafttransformator laget på K45-ringer og plassert horisontalt. Den har to bipolare strømforsyninger som kan kombineres til en strømforsyning for forsterkeren med en bi-nivå strømforsyning og en bipolar lavstrømsforsyning for fortrinnene.

Trykt kretskort til en svitsjingsstrømforsyningsenhet opptil 1800 W. LAST NED LAY

Denne strømforsyningen kan brukes til å drive høyeffekts bilutstyr, for eksempel høyeffekts bilforsterkere, bilklimaanlegg, fra strømnettet. Målene på brettet er 188x123. Schottky-likeretterdiodene som brukes er parallellisert av jumpere og utgangsstrømmen kan nå 120 A ved en spenning på 14 V. I tillegg kan strømforsyningsenheten gi en bipolar spenning med en belastningskapasitet på opptil 1 A (installert integrerte spenningsstabilisatorer ikke lenger tillater). Krafttransformatoren er laget på K45-ringer, en filtrerende choke av strømspenning på to K40x25x11-ringer. Innebygd overbelastningsbeskyttelse.

Utseendet til det trykte kretskortet til strømforsyningsenheten for bilutstyr LAST NED LAGFORMAT

Strømforsyningsenheter opptil 2000 W er laget på to 275x99-kort plassert over hverandre. Spenningen overvåkes av én spenning. Har overbelastningsbeskyttelse. Filen inneholder flere varianter av "andre etasje" for to bipolare spenninger, for to unipolare spenninger, for spenninger som kreves for to- og trenivåspenninger. Krafttransformatoren er plassert horisontalt og er laget på K45-ringene.

Utvendig visning av "to-etasjes" strømforsyning LAST NED

Strømforsyningsenheten med to bipolare spenninger eller en for en to-nivå forsterker er laget på et 277x154 kort. Den har gruppestabiliseringschoke, overbelastningsbeskyttelse. Krafttransformatoren er på K45-ringene og er plassert horisontalt. Effekt opp til 2000 W.

Utseendet til kretskortet LAST NED

Nesten samme strømforsyning som ovenfor, men har én bipolar utgangsspenning.

Utseendet til kretskortet LAST NED

Byttestrømforsyningen har to bipolare stabiliserte strømspenninger og en bipolar lavstrøm. Utstyrt med viftestyring og overbelastningsbeskyttelse. Den har en gruppestabiliseringschoke og ekstra LC-filtre. Effekt opp til 2000 ... 2400 W. Brettet måler 278x146 mm

Utseendet til kretskortet LAST NED

Det trykte kretskortet til en byttestrømforsyning for en effektforsterker med en to-nivå strømforsyning, 284x184 mm i størrelse, har en gruppestabiliseringschoke og ekstra LC-filtre, overbelastningsbeskyttelse og viftekontroll. Kjennetegnet er bruken av diskrete transistorer for å fremskynde lukkingen av krafttransistorer. Effekt opp til 2500 ... 2800 W.

to-nivå drevet LAST NEDLASTE

En litt modifisert versjon av forrige PCB med to bipolare spenninger. Størrelse 285x172. Effekt opp til 3000 W.

Utvendig sett av kretskortet til strømforsyningen til forsterkeren LAST NED

Bronettverkssvitsjingsstrømforsyningsenheten med en kapasitet på opptil 4000 ... 4500 W er laget på et trykt kretskort med dimensjoner 269x198 mm Den har to bipolare strømspenninger, viftestyring og overbelastningsbeskyttelse. Bruker en gruppestabiliseringschoke. Det er ønskelig å bruke eksterne ekstra L-filtre til den sekundære strømforsyningen.

Utvendig sett av kretskortet til strømforsyningen til forsterkeren LAST NED

Det er mye mer plass til ferritt på platene enn det kunne vært. Faktum er at det ikke alltid er nødvendig å gå utenfor lydområdet. Derfor er det gitt ytterligere arealer på tavlene. Bare i tilfelle, et lite utvalg av referansedata om krafttransistorer og koblinger hvor jeg ville kjøpt dem. Jeg har forresten bestilt TL494 og IR2110 mer enn én gang, og selvfølgelig krafttransistorer. Riktignok tok han ikke hele sortimentet, men ingen ekteskap har ennå kommet over.

(ikke TDA1555, men mer alvorlige mikrokretser), krever en strømforsyningsenhet med bipolar strømforsyning. Og vanskeligheten her oppstår bare ikke i selve UMZCH, men i en enhet som vil øke spenningen til ønsket nivå, og overføre en god strøm til lasten. Denne omformeren er den vanskeligste delen av en hjemmelaget bilforsterker. Imidlertid, hvis du følger alle anbefalingene, vil du kunne samle en bekreftet PN i henhold til denne ordningen, hvis skjema er gitt nedenfor. For å forstørre - klikk på den.

Grunnlaget for omformeren er en pulsgenerator bygget på en spesialisert utbredt mikrokrets. Genereringsfrekvensen er satt av verdien til motstanden R3. Du kan endre den for å oppnå best stabilitet og effektivitet. La oss se nærmere på enheten til TL494-kontrollmikrokretsen.

Parametre for TL494-brikken

Upit.chips (pinne 12) - Upit.min = 9V; Upit.max = 40V
Tillatt spenning på inngangen DA1, DA2 ikke mer enn Upit / 2
Tillatte parametere for utgangstransistorene Q1, Q2:
Uns mindre enn 1,3V;
Uke mindre enn 40V;
Ik.max mindre enn 250mA
Restspenningen til kollektor-emitteren til utgangstransistorene er ikke mer enn 1,3V.
Jeg konsumerte av mikrokretsen - 10-12mA
Tillatt effekttap:
0,8W ved en omgivelsestemperatur på +25C;
0,3W ved en omgivelsestemperatur på +70C.
Frekvensen til den innebygde referansegeneratoren er ikke mer enn 100 kHz.

• sagtann spenningsgenerator DA6; frekvensen bestemmes av verdiene til motstanden og kondensatoren koblet til 5. og 6. pinne;
• referansestabilisert spenningskilde DA5 med en ekstern utgang (pinne 14);
• spenningsfeilforsterker DA3;
• feilforsterker for strømbegrensningssignal DA4;
• to utgangstransistorer VT1 og VT2 med åpne kollektorer og emittere;
• komparator "død sone" DA1;
• komparator PWM DA2;
• dynamisk push-pull D-trigger i modus for frekvensdeling med 2 - DD2;
• logiske hjelpeporter DD1 (2-ELLER), DD3 (2.), DD4 (2.), DD5 (2-ELLER-IKKE), DD6 (2-ELLER-IKKE), DD7 (IKKE);
• konstant spenningskilde med en rating på 0,1B DA7;
• DC-kilde med 0,7mA-klassifisering DA8.

& nbsp & nbsp & nbsp Til slutt fødte den enda et håndverk og en artikkel. Fødselen var lang og vond. Nok en gang er jeg overbevist om at det er veldig vanskelig å presentere materialet sammenlignet med monteringen av selve enheten. Uansett! Dette var et forord, og essensen i denne historien er å tygge stoffet om oppkonverterere igjen. For en bedre forståelse av håndverket vil jeg presentere en liten teori. Håndverket fungerer etter prinsippet "push-pull" eller på vårt språk "push-pull". Push-push er en push-pull-krets.

& nbsp & nbsp & nbsp La meg minne deg på diagrammet:

& nbsp & nbsp & nbsp Omformeren består av en PWM-kontrollkrets, en kaskade av tvungen stenging av nøkkeltransistorer (VT1 og VT2), to kraftige brytere (VT3, VT4), en transformator T1 og en likeretter på raske dioder.

& nbsp & nbsp & nbsp En TL494CN mikrokrets produsert av TEXAS INSTRUMENT (USA) brukes som en kontrollkrets. Den produseres av en rekke utenlandske firmaer under forskjellige navn. For eksempel produserer SHARP (Japan) mikrokretsen IR3M02, FAIRCHILD (USA) - iA494, SAMSUNG (Korea) - KA7500, FUJITSU (Japan) - MB3759, etc. Alle disse mikrokretsene er fulle analoger av den innenlandske mikrokretsen KR1114EU4.
& nbsp & nbsp & nbsp TL594 - analog av TL494 med forbedret nøyaktighet av feilforsterkere og komparator.
& nbsp & nbsp & nbsp TL598 - analog av TL594 med push-pull (pnp-npn) repeater ved utgangen.

& nbsp & nbsp & nbsp Fordeler:
Avanserte kontrollkretser, to differensialforsterkere (kan også utføre logiske funksjoner)
& nbsp & nbsp & nbsp Ulemper:
Enfaseutganger krever ekstra kabling (sammenlignet med UC3825). Ingen strømkontroll tilgjengelig, relativt langsom tilbakemeldingssløyfe. Synkron svitsjing av to eller flere IC-er er ikke like praktisk som i UC3825.

& nbsp & nbsp & nbsp La oss vurdere i detalj enheten og driften av denne kontrollmikrokretsen. Den er spesielt designet for å kontrollere strømdelen til UPS-en og inneholder:

& nbsp & nbsp & nbsp er en konstant strømkilde med en rating på 0,7mA DA8.
& nbsp & nbsp & nbsp - DA6 sagtannspenningsgenerator; frekvensen til GPN bestemmes av karakterene til motstanden og kondensatoren koblet til 5. og 6. pinne, og i den betraktede strømforsyningsklassen er den valgt lik omtrent 60 kHz;
& nbsp & nbsp & nbsp - referansestabilisert spenningskilde DA5 (Uref = + 5B) med en ekstern utgang (pin 14);
& nbsp & nbsp & nbsp - "død sone" komparator DA1;
& nbsp & nbsp & nbsp - PWM-komparator DA2;
& nbsp & nbsp & nbsp - spenningsfeilforsterker DA3;
& nbsp & nbsp & nbsp - feilforsterker for strømbegrensningssignal DA4;
& nbsp & nbsp & nbsp - to utgangstransistorer VT1 og VT2 med åpne kollektorer og emittere;
& nbsp & nbsp & nbsp - dynamisk push-pull D-trigger i frekvensdeling med 2-modus - DD2;
& nbsp & nbsp & nbsp - hjelpelogiske porter DD1 (2-ELLER), DD3 (2.), DD4 (2.), DD5 (2-ELLER-IKKE), DD6 (2-ELLER-IKKE), DD7 (IKKE) ;
& nbsp & nbsp & nbsp - konstant spenningskilde med en rating på 0,1B DA7;
& nbsp & nbsp & nbsp er en konstant strømkilde med en rating på 0,7mA DA8.

& nbsp & nbsp & nbsp Styrekretsen vil starte, dvs. på pinnene 8 og 11, vil en sekvens av pulser vises hvis noen forsyningsspenning påføres pinne 12, hvis nivå er i området fra +7 til +40 V.
& nbsp & nbsp & nbsp Hele settet med funksjonelle enheter som utgjør TL494 IC kan betinget deles inn i digitale og analoge deler (digitale og analoge signalveier).
& nbsp & nbsp & nbsp Den analoge delen inkluderer feilforsterkere DA3, DA4, komparatorer DA1, DA2, sagtannspenningsgenerator DA6, samt hjelpekilder DA5, DA7, DA8. Alle andre elementer, inkludert utgangstransistorene, utgjør den digitale delen (digital bane).
& nbsp & nbsp & nbsp Timingdiagrammer som forklarer operasjonen til mikrokretsen:

& nbsp & nbsp & nbsp

Digital vei.

& nbsp & nbsp & nbsp Fra tidsdiagrammene kan det sees at øyeblikkene for utseendet til utgangskontrollpulsene til mikrokretsen, så vel som deres varighet (diagram 12 og 13) bestemmes av tilstanden til utgangen til den logiske element DD1 (diagram 5). Resten av "logikken" utfører bare en hjelpefunksjon for å dele utgangspulsene DD1 i to kanaler. I dette tilfellet bestemmes varigheten av utgangspulsene til mikrokretsen av varigheten av den åpne tilstanden til utgangstransistorene VT1, VT2. Siden begge disse transistorene har åpne kollektorer og emittere, kan de kobles sammen på to måter.
& nbsp & nbsp & nbsp Når den er slått på i henhold til skjemaet med en felles emitter, fjernes utgangspulsene fra de eksterne kollektorbelastningene til transistorene (fra pinnene 8 og 11 på mikrokretsen), og selve pulsene styres av overspenninger nedover fra det positive nivået (forkantene til pulsene er negative). Transistorenes emittere (pinne 9 og 10 på mikrokretsen) i dette tilfellet er som regel jordet. Når den er slått på i henhold til skjemaet med en felles kollektor, kobles eksterne belastninger til transistorens emittere og utgangspulsene, rettet i dette tilfellet av overspenninger oppover (forkantene til pulsene er positive), fjernes fra emitterne av transistorene VT1, VT2. Samlerne til disse transistorene er koblet til strømbussen til kontrollmikrokretsen (Upom).
& nbsp & nbsp & nbsp Utgangspulsene til de gjenværende funksjonsenhetene som utgjør den digitale delen av TL494-mikrokretsen er rettet oppadgående emisjoner, uavhengig av mikrokretskoblingskretsen.
& nbsp & nbsp & nbsp DD2-triggeren er en push-pull dynamisk D-trigger. Prinsippet for driften er som følger. På den fremre (positive) kanten av utgangspulsen til DD1-elementet, blir tilstanden til D-inngangen til DD2-flip-flop-en skrevet inn i det interne registeret. Fysisk betyr dette at den første av de to triggerne som er inkludert i DD2 er byttet. Når pulsen ved utgangen til element DD1 slutter, på bakkanten (negativ) av denne pulsen, bytter den andre flip-flop som en del av DD2, og tilstanden til DD2-utgangene endres (informasjon som leses fra inngang D vises kl. utgangen Q). Dette eliminerer muligheten for opptreden av en opplåsingspuls på basis av hver av transistorene VT1, VT2 to ganger i løpet av en periode.
& nbsp & nbsp & nbsp Så lenge nivået på pulsen ved inngangen C på flip-flop DD2 ikke har endret seg, vil ikke tilstanden til utgangene endres. Derfor blir pulsen overført til utgangen til mikrokretsen gjennom en av kanalene, for eksempel den øvre (DD3, DD5, VT1). Når pulsen ved inngang C slutter, bytter DD2-utløseren, låser den øvre kanalen og låser opp den nedre kanalen (DD4, DD6, VT2). Derfor vil den neste pulsen som ankommer inngang C og inngangene DD5, DD6 bli overført til utgangen til mikrokretsen via den nedre kanalen. Således bytter hver av utgangspulsene til elementet DD1 med sin negative flanke vippen DD2 og endrer derved kanalen til den neste pulsen. Derfor indikerer referansematerialet for kontrollmikrokretsen at arkitekturen til mikrokretsen gir undertrykkelse av en dobbel puls, dvs. eliminerer utseendet til to opplåsingspulser basert på samme transistor i en periode.
& nbsp & nbsp & nbsp En mer detaljert beskrivelse av en periode med drift av den digitale banen til mikrokretsen.
& nbsp & nbsp & nbsp Utseendet til en opplåsingspuls basert på utgangstransistoren til den øvre (VT1) eller nedre (VT2) kanal bestemmes av operasjonslogikken til elementene DD5, DD6 ("2OR-NOT") og tilstanden til elementene DD3, DD4 ("andre"), som igjen bestemmes av tilstanden til DD2-utløseren.
& nbsp & nbsp & nbsp Logikken til 2-ELLER-NOT-elementet er som du vet at en høynivåspenning (logisk 1) vises ved utgangen til et slikt element i det eneste tilfellet hvis lave spenningsnivåer er tilstede ved begge inngangene (logisk 0 ). Med andre mulige kombinasjoner av inngangssignaler er et lavt spenningsnivå (logisk 0) tilstede ved utgangen til element 2 OR-NOT. Derfor, hvis det ved utgangen Q til DD2-utløseren er en logisk 1 (øyeblikk t1 i diagram 5), og ved utgangen / Q - en logisk 0, vil det være logisk ved begge inngangene til DD3 (2И)-elementet 1s, og derfor vil logisk 1 vises ved utgangen DD3, og betyr ved en av inngangene til DD5-elementet (2 ELLER IKKE) til den øvre kanalen. Derfor, uavhengig av nivået til signalet som kommer til den andre inngangen til dette elementet fra utgangen til element DD1, vil tilstanden til utgangen DD5 være logisk O, og transistoren VT1 vil forbli i lukket tilstand. Utgangstilstanden til DD4-elementet vil være logisk 0, siden logisk 0 er tilstede ved en av inngangene til DD4, som kommer der fra utgangen / Q på DD2 flip-flop. Logisk 0 fra utgangen til DD4-elementet mates til en av inngangene til DD6-elementet og gir mulighet for en puls som går gjennom den nedre kanalen.
& nbsp & nbsp & nbsp Denne pulsen med positiv polaritet (logisk 1) vil vises ved utgangen til DD6, og derfor på grunnlag av VT2 for pausen mellom utgangspulsene til DD1-elementet (dvs. for tiden da utgangen DD1 har en logisk 0 - intervallet t1-t2 diagram 5). Derfor åpner transistoren VT2 og en puls vises på dens kollektorutkast nedover fra det positive nivået (i tilfelle slått på i henhold til skjemaet med en felles emitter).

& nbsp & nbsp & nbsp Begynnelsen av neste utgangspuls til element DD1 (moment t2 i diagram 5) vil ikke endre tilstanden til elementene i den digitale banen til mikrokretsen, bortsett fra element DD6, ved utgangen som en logisk 0 vises, og derfor vil transistoren VT2 lukkes. Fullføring av utgangspulsen DD1 (moment t3) vil føre til en endring i tilstanden til utgangene til utløseren DD2 til det motsatte (logisk 0 - ved utgangen Q, logisk 1 - ved utgangen / Q). Derfor vil tilstanden til utgangene til elementene DD3, DD4 endres (ved utgangen til DD3 - logisk 0, ved utgangen til DD4 - logisk 1). Pausen ved utgangen til element DD1 som begynte på tidspunkt t3 vil gjøre det mulig å åpne transistoren VT1 til den øvre kanalen. Logisk 0 ved utgangen til element DD3 "bekrefter" denne muligheten, og gjør den til et ekte utseende av en opplåsingspuls basert på transistor VT1. Denne impulsen varer til t4, hvoretter VT1 lukkes og prosessene gjentas.
& nbsp & nbsp & nbsp Dermed er hovedideen med den digitale banen til mikrokretsen at varigheten av utgangspulsen ved pinnene 8 og 11 (eller ved pinnene 9 og 10) bestemmes av varigheten av pausen mellom utgangspulsene til DD1-elementet. Elementene DD3, DD4 bestemmer kanalen for passasje av pulsen på et lavnivåsignal, hvis utseende veksler på utgangene Q og / Q på flip-flop DD2, kontrollert av det samme elementet DD1. Elementene DD5, DD6 er matching på lavt nivå.
& nbsp & nbsp & nbsp For en fullstendig beskrivelse av funksjonaliteten til mikrokretsen, bør en annen viktig funksjon bemerkes. Som det fremgår av funksjonsdiagrammet på figuren, kombineres inngangene til elementene DD3, DD4 og bringes til pinne 13 på mikrokretsen. Derfor, hvis en logisk 1 tilføres til pinne 13, vil elementene DD3, DD4 fungere som repeatere av informasjon fra utgangene Q og/Q til flip-flop DD2. Samtidig vil elementene DD5, DD6 og transistorene VT1, VT2 bytte med en faseforskyvning med en halv periode, og sikre driften av kraftdelen til UPSen, bygget i henhold til en push-pull halvbrokrets. Hvis en logisk 0 mates til pinne 13, vil elementene DD3, DD4 bli blokkert, dvs. tilstanden til utgangene til disse elementene vil ikke endres (konstant logisk 0). Derfor vil utgangspulsene til DD1-elementet virke på DD5-, DD6-elementene på samme måte. Elementene DD5, DD6, og dermed utgangstransistorene VT1, VT2, vil bytte uten faseskift (samtidig). Denne driftsmodusen til kontrollmikrokretsen brukes hvis strømdelen til UPSen er laget i henhold til en enkeltsykluskrets. Samlere og emittere til begge utgangstransistorene til mikrokretsen kombineres i dette tilfellet for å drive strøm.
& nbsp & nbsp & nbsp Som en "hard" logisk enhet i push-pull-kretser brukes utgangsspenningen til den interne kilden til Uref-mikrokretsen (pinne 13 på mikrokretsen er kombinert med pinne 14). La oss nå se på driften av den analoge kretsen til mikrokretsen.
& nbsp & nbsp & nbsp Tilstanden til DD1-utgangen bestemmes av utgangssignalet til PWM DA2-komparatoren (diagram 4) som kommer til en av DD1-inngangene. Utgangssignalet til DA1-komparatoren (diagram 2), levert til den andre inngangen til DD1, påvirker ikke tilstanden til DD1-utgangen i normal drift, som bestemmes av de bredere utgangspulsene til PWM-komparatoren DA2.
& nbsp & nbsp & nbsp I tillegg kan det sees fra diagrammene at når spenningsnivået ved den ikke-inverterende inngangen til PWM-komparatoren (diagram 3) endres, vil bredden på utgangspulsene til mikrokretsen (diagram 12, 13) vil endres proporsjonalt. Ved normal drift bestemmes spenningsnivået ved den ikke-inverterende inngangen til DA2 PWM-komparatoren kun av utgangsspenningen til DA3-feilforsterkeren (siden den overskrider utgangsspenningen til DA4-forsterkeren), som avhenger av nivået til tilbakemeldingssignal ved dens ikke-inverterende inngang (pinne 1 på mikrokretsen). Derfor, når et tilbakemeldingssignal påføres pin 1 på mikrokretsen, vil bredden på utgangskontrollpulsene endres proporsjonalt med endringen i nivået til dette tilbakemeldingssignalet, som igjen endres proporsjonalt med endringene i nivået på UPS-utgangsspenningen, siden tilbakemeldingen starter derfra.
& nbsp & nbsp & nbsp Tidsintervallene mellom utgangspulsene på pinnene 8 og 11 på mikrokretsen, når begge utgangstransistorene VT1 og VT2 er lukket, kalles "døde soner". Komparator DA1 kalles "død sone" komparator, fordi den definerer minimum mulig varighet.
& nbsp & nbsp & nbsp Fra tidsdiagrammene følger det at hvis bredden på utgangspulsene til PWM-komparatoren DA2 av en eller annen grunn reduseres, vil utgangspulsene til DA1-komparatoren bli bredere fra en viss bredde av disse pulsene. enn utgangspulsene til PWM-komparatoren DA2 og vil begynne å bestemme tilstanden til det logiske utgangselementet DD1, og dermed. bredden på utgangspulsene til mikrokretsen. Med andre ord begrenser DA1-komparatoren utgangspulsbredden til mikrokretsen til et visst maksimalt nivå. Begrensningsnivået bestemmes av potensialet ved den ikke-inverterende inngangen til DA1-komparatoren (pinne 4 på mikrokretsen) i stabil tilstand. På den annen side vil imidlertid potensialet ved pinne 4 bestemme breddegradsjusteringen av utgangspulsene til mikrokretsen. Med økende potensial ved pinne 4, smalner dette området inn. Det bredeste justeringsområdet oppnås når potensialet ved pinne 4 er 0.
& nbsp & nbsp & nbsp Men i dette tilfellet er det en fare forbundet med at bredden på "dødsonen" kan bli lik 0 (for eksempel ved en betydelig økning i strømmen fra UPS). Dette betyr at kontrollpulsene på pinnene 8 og 11 til mikrokretsen vil følge direkte etter hverandre. Derfor kan en situasjon kjent som "søylesammenbrudd" oppstå. Det forklares av tregheten til krafttransistorene til omformeren, som ikke kan åpne og lukke umiddelbart. Derfor, hvis det samtidig påføres et blokkeringssignal til basen av den tidligere åpnede transistoren, og et opplåsingssignal til basen av den lukkede transistoren (dvs. med en null "død sone"), vil en situasjon vise seg. når en transistor ennå ikke er lukket, og den andre allerede er åpen.
& nbsp & nbsp & nbsp Deretter oppstår et sammenbrudd langs halvbroens transistorstativ, som består i flyten av gjennomstrøm gjennom begge transistorene. Denne strømmen omgår primærviklingen til krafttransformatoren og er praktisk talt ubegrenset. Nåværende beskyttelse fungerer ikke i dette tilfellet, fordi strømmen går ikke gjennom strømsensoren (ikke vist i diagrammet), noe som betyr at denne sensoren ikke kan gi signal til styrekretsen. Derfor når gjennomstrømmen en svært høy verdi på svært kort tid.
& nbsp & nbsp & nbsp En lignende situasjon vil føre til overoppheting av krafttransistorer og deres sammenbrudd. Derfor må styrespenningen som påføres portene til krafttransistorene dannes på en slik måte at først en av disse transistorene ville lukkes pålitelig, og først da ville den andre åpne seg. Med andre ord, mellom styrepulsene som leveres til portene til krafttransistorene, må det nødvendigvis være en tidsforskyvning som ikke er lik null ("død sone"). Den minste tillatte varigheten av "dødsonen" bestemmes av tregheten til transistorene som brukes som strømbrytere. En annen plage er at den endelige gjenopprettingstiden til likeretterdiodene kan være mye lengre enn "dødsonen". Dette skyldes det faktum at ekte dioder, i motsetning til ideelle, ikke kan lukkes umiddelbart og strømmer kan strømme gjennom dem i motsatt retning, dette fører til tap, overoppheting og feil. For å unngå bytte av utslipp er det for det første nødvendig å innføre en "død sone" mellom lukking av transistoren VT3 og åpningen av VT4 minst to ganger reverseringstiden til dioden. For det andre, hvis mulig, er det bedre å forlate konvensjonelle dioder og bruke Schottky-dioder (Schottky-dioder er vanligvis for lav returspenning. Det er spesielt fornuftig å bruke dem i buck-omformere).
& nbsp & nbsp & nbsp Så, i en ideell krets, vil signalet ved portene være lik halvparten av perioden D = 0,5, men i en ekte krets, av grunnene beskrevet ovenfor, legger vi definitivt til en "død sone" og som et resultat får vi en puls i beste fall D = 0,45.
& nbsp & nbsp & nbsp Arkitekturen til mikrokretsen lar deg justere verdien av minimumsvarigheten til "dødsonen" ved å bruke potensialet ved pinne 4 på mikrokretsen. Dette potensialet stilles inn ved hjelp av en ekstern deler koblet til utgangsspenningsbussen til den interne referansekilden til Uref-mikrokretsen.
& nbsp & nbsp & nbsp Noen UPS-versjoner har ikke en slik skillelinje. Dette betyr at etter fullføringen av mykstartprosessen (se nedenfor), blir potensialet ved pinne 4 på mikrokretsen lik 0. I disse tilfellene vil den minste mulige varigheten av "dødsonen" fortsatt ikke bli 0, men vil bli bestemt av den interne spenningskilden DA7 (0, 1B), som er koblet til den ikke-inverterende inngangen til komparatoren DA1 med sin positive pol, og til pinne 4 på mikrokretsen - negativ. På grunn av inkluderingen av denne kilden kan således bredden på utgangspulsen til komparatoren DA1, og dermed bredden på "dødsonen", under ingen omstendigheter bli lik 0, noe som betyr at "sammenbrudd langs stativet" vil være grunnleggende umulig.
& nbsp & nbsp & nbsp Med andre ord, i arkitekturen til mikrokretsen er det en begrensning av maksimal varighet av utgangspulsen (minimumsvarigheten til "dødsonen").
& nbsp & nbsp & nbsp Hvis det er en deler koblet til pinne 4 på mikrokretsen, etter en myk start, er ikke potensialet til denne pinnen 0, så bredden på utgangspulsene til DA1-komparatoren bestemmes ikke bare av den interne kilden DA7, men også av restpotensialet (etter fullføringen av mykstartprosessen) ved pinne 4. Men samtidig, som nevnt ovenfor, er det dynamiske området til PWM-breddegradsjusteringen til DA2-komparatoren. innsnevret.

& nbsp & nbsp & nbsp

La oss vurdere arbeidet med strømbrytere.

& nbsp & nbsp & nbsp Når du arbeider på en kapasitiv last, som konvensjonelt er porten til en felteffekttransistor, slås TL494-utgangstransistorene på av en emitterfølger. Når gjennomsnittsstrømmen er begrenset til 200 mA, er kretsen i stand til raskt å lade porten, men det er umulig å lade den ut med den avslåtte transistoren. Utlading av porten med en jordet motstand er også utilfredsstillende sakte. Tross alt avtar spenningen over den betingede portkapasitansen eksponentielt, og for å lukke transistoren må porten utlades fra 10V til ikke mer enn 3V. Utladningsstrømmen gjennom motstanden vil alltid være mindre enn ladestrømmen gjennom transistoren (og motstanden vil ikke varmes svakt opp, og den vil stjele nøkkelstrømmen når den beveger seg opp).
& nbsp & nbsp & nbsp For å omgå alle disse problemene i vår versjon, ble en kaskade av tvungen stenging av nøkkeltransistorer implementert. Hvorfor stenginger? Fordi kretsen vår fungerer i en invers modus. La oss for eksempel ta ett mål. Et signal ble generert i mikrokretsen og en av nøklene åpnet seg (ta den øverste i henhold til diagrammet) og koblet motstanden R11 til jord og derved deaktivert VT1-basen (lukket den). Fra dette øyeblikket begynner strømmen å strømme gjennom motstanden R12 og lade kapasitansen til porten VT3. Etter å ha blitt ladet til metning, åpnes transistoren. I det øyeblikket signalet i mikrokretsen er slått av, åpner VT1 og slår strømporten til jord og utlader den til den lukkes. Det samme i den andre nøkkelen, men i motfase. Transistor VT1 utlader porten til feltdriveren og leder delvis strøm fra motstanden R12. Dette er en ekstra belastning på transistoren VT1 og tap av effektivitet. Dette er spesielt tydelig ved høye frekvenser. Dette kan kureres ved å installere en vanlig emitterfølger, men dette øker antall deler og størrelsen på brettet. Av sistnevnte grunn bestemte jeg meg for å installere en spesialisert MOSFET-driver IR4426. Jeg vil ikke forklare strukturen i detalj. Denne driveren er tilgjengelig fra det velkjente selskapet International Rectifier (IR). Naturligvis er det analoger av andre selskaper. Mikrokretsen er en spesialisert invers driver av to feltporter.

& nbsp & nbsp & nbsp Nytt skjema:

& nbsp & nbsp & nbsp 10 Ohm motstander R12 og R13 for å begrense driverstrømmen. Zenerdiodene VD2 og VD3 er laveffekt 12-15 volt, for å beskytte portene mot utilsiktede spenningsstøt.
& nbsp & nbsp & nbsp Spenningen ved den lukkede nøkkeltransistoren er summen av forsyningsspenningen og EMF til den primære halvviklingen, som for øyeblikket er åpen. Siden transformasjonsforholdet til disse viklingene er 1 (viklinger med samme antall omdreininger), når overspenningen på brytertransistoren det dobbelte av forsyningsspenningen. Derfor følger valg av transistorer i henhold til tillatt spenning mellom strømelektrodene av denne betingelsen. Det bør også huskes at strømmen til nøkkeltransistoren er summen av likelaststrømmen, omregnet til primærkretsen, og den lineært økende magnetiseringsstrømmen til induktansen til primærviklingen. Strømmen er trapesformet.
& nbsp & nbsp & nbsp Den som har en oszik, du kan se alt med dine egne øyne. For eksempel, her er spenningene ved gate-drain- og source-drain-seksjonene.

& nbsp & nbsp & nbsp Fra den andre figuren ser vi bare den doble verdien av spenningen ved kilden til krafttransistoren.

& nbsp & nbsp & nbsp Transformator Ø 10x13 formet uten klaring. bredde = 10 mm tykkelse = 13 mm klaringshøyde 19 mm (arbeidshøyde på spole 17 mm)
& nbsp & nbsp & nbsp primær = 4 + 4 omdreininger med en dobbel ledning 0,85 (lagt med tape i 4 kjerner)
& nbsp & nbsp & nbsp sekundær = 84 vendinger med 0,6 ledning (fire lag med 21 vendinger, flere vendinger passet, men jeg lot ledig plass i kantene).
& nbsp & nbsp & nbsp Den første til å vikle sekundærhuset 4 lag med isolasjon mellom lagene. Den siste la sekundærhuset i ett lag med 4 ledninger tape. Med kondensatoren C3 og motstanden R8 angitt på diagrammet, vil konverteringsfrekvensen være ca. 40 kHz. Inngangsspenning 12 volt, utgang 250 volt. For store verdier av utgangsspenningen, bør antall omdreininger av sekundærviklingen beregnes på nytt basert på tre volt per omdreining. Du kan bare sette multiplikatoren og ikke dampet.

& nbsp & nbsp & nbsp For å sette sammen enheten trenger du en laserskriver, glanset papir fra et dameblad, et strykejern, forfalsket glassfiber, jernklorid, en drill med bor, radiodeler, tålmodighet og et par flasker kulde øl med kjeks.

& nbsp & nbsp & nbsp Opplegget ble trukket i den fjerde Layout "e. Du kan laste ned opplegget.

& nbsp & nbsp & nbsp Vi skriver ut på printer, stryker, vasker av papir, etser, borer hull, vasker bort overflødig rusk, tømmer, lodder deler. En riktig montert enhet krever ikke ytterligere innstillinger og fungerer umiddelbart. Den eneste bemerkningen er at kraftsporene på brettet må forsterkes ved å lodde dem med ekstra utklipp av en kobberkjerne med ønsket diameter. Kondensatorer C7 skal brukes med lav selvinduktans.

& nbsp & nbsp & nbsp I mitt tilfelle fungerte alt som det skulle. Ved tomgang, uten belastning, forbrukte omformeren i området 150 milliampere. Nominell utgangseffekt 100 watt. Maks 150W med ekstra kjøling.

Hver radioamatør, reparatør eller bare en mester trenger en strømkilde for å drive kretsene sine, teste dem med en strømforsyning, eller noen ganger bare trenger å lade batteriet. Det hendte at jeg ble revet med av dette emnet for en tid siden, og jeg trengte også en lignende enhet. Som vanlig ble mange sider på Internett måket om dette problemet, jeg fulgte mange emner på forumene, men akkurat det jeg trengte var ikke i tankene mine noe sted - da ble det besluttet å gjøre alt selv, samle all nødvendig informasjon av stykke. Dermed ble en pulset laboratoriestrømforsyning født på TL494-mikrokretsen.

Hva som er spesielt - ja, det virker som litt, men jeg skal forklare - å gjenskape datamaskinens opprinnelige strømforsyning på det samme kretskortet virker for meg ikke helt i henhold til Feng Shui, og det er ikke vakkert heller. Historien er den samme med saken - et lekkert jernstykke ser rett og slett ikke ut, men hvis det er fans av denne stilen, har jeg ingenting i mot det. Derfor er dette designet bare basert på hoveddelene fra den opprinnelige datamaskinens strømforsyning, men det trykte kretskortet (mer presist, trykte kretskort - det er faktisk tre av dem) er allerede laget separat og spesielt for saken. Kassen her består også av to deler - basen er Kradex Z4A-dekselet, samt viften (kjøleren), som du kan se på bildet. Det er liksom en fortsettelse av korpset, men først og fremst.

Strømforsyningskrets:

Du kan se listen over detaljer på slutten av artikkelen. Og la oss nå kort analysere kretsen til en pulserende laboratoriestrømforsyning. Kretsen fungerer på TL494-mikrokretsen, det er mange analoger, men jeg anbefaler fortsatt å bruke de originale mikrokretsene, de er ganske rimelige, og de fungerer pålitelig, i motsetning til kinesiske kolleger og forfalskninger. Du kan også demontere flere gamle strømforsyninger fra datamaskiner og samle de nødvendige delene derfra, men jeg anbefaler å bruke nye deler og mikrokretser når det er mulig - dette vil øke sjansen for suksess, for å si det sånn. På grunn av det faktum at utgangseffekten til de innebygde nøkkelelementene i TL494 ikke er tilstrekkelig til å drive krafttransistorene som opererer på hovedpulstransformatoren Tr2, bygges en styrekrets for krafttransistorene T3 og T4 ved hjelp av kontrolltransistorene. Tr1. Denne kontrolltransformatoren ble brukt fra en gammel datamaskinstrømforsyning uten å endre sammensetningen av viklingene. Styretransformator Tr1 drives av transistorene T1 og T2.

Signalene fra styretransformatoren gjennom diodene D8 og D9 mates til basene til krafttransistorene. Transistorer T3 og T4 brukes bipolare merker MJE13009, du kan bruke transistorer for en lavere strøm - MJE13007, men her er det fortsatt bedre å la det stå for en høyere strøm for å øke påliteligheten og kraften til kretsen, selv om dette ikke vil lagre fra en kortslutning i høyspentkretser av kretsen. Videre svinger disse transistorene transformatoren Tr2, som konverterer den likerettede spenningen på 310 volt fra VDS1-diodebroen til den vi trenger (i dette tilfellet 30 - 31 volt). Data om tilbakespoling (eller vikling fra bunnen av) av transformatoren litt senere. Utgangsspenningen fjernes fra sekundærviklingene til denne transformatoren, som en likeretter og en rekke filtre er koblet til, slik at spenningen er maksimal uten krusninger. Likeretteren må brukes på Schottky-dioder for å minimere tap under retting og for å utelukke en stor oppvarming av dette elementet; i henhold til skjemaet brukes en dobbel Schottky-diode D15. Også her, jo høyere tillatt diodestrøm, jo ​​bedre. Hvis du uforsiktig starter kretsen for første gang, er det stor sannsynlighet for å ødelegge disse diodene og krafttransistorene T3 og T4. I utgangsfiltrene til kretsen er det verdt å bruke elektrolytiske kondensatorer med lav ESR (Lav ESR). Chokene L5 og L6 ble brukt fra gamle datamaskinstrømforsyninger (selv om de bare var defekte, men nye og kraftige nok, det virker 550 W). L6, brukt uten å endre viklingen, er en sylinder med et dusin eller så svinger med tykk kobbertråd. L5 må spoles tilbake da datamaskinen bruker flere spenningsnivåer - vi trenger bare en spenning, som vi vil regulere.

L5 er en gul ring (ikke alle ringer vil fungere, siden ferritter med forskjellige egenskaper kan brukes, vi trenger bare gul). På denne ringen må du vikle omtrent 50 omdreininger med kobbertråd med en diameter på 1,5 mm. Motstand R34 er en dempemotstand - den lader ut kondensatorene slik at det ved justering ikke oppstår en situasjon for lang ventetid på at spenningen skal synke når justeringsknappen dreies.

De mest varmepåvirkede elementene T3 og T4, samt D15 er installert på radiatorer. I denne utformingen ble de også tatt fra gamle blokker og formatert (kuttet og bøyd for å passe til kabinettet og PCB).

Kretsen er en impulskrets og kan introdusere sin egen støy i husholdningsnettverket, derfor er det nødvendig å bruke en L2 common mode choke. Filtre med choker L3 og L4 brukes til å filtrere ut eksisterende nettverksstøy. NTC1-termistoren vil eliminere strømstøtet i det øyeblikket kretsen kobles til stikkontakten, starten av kretsen vil være mykere.

TL494 krever en spenning lavere enn 310 volt for å kontrollere spenning og strøm, og for å fungere, så en egen strømkrets brukes til dette. Den er bygget på en liten transformator Tr3 BV EI 382 1189. Fra sekundærviklingen blir spenningen rettet og jevnet ut av en kondensator - enkelt og muntert. Dermed får vi de 12 voltene som kreves for kontrolldelen av strømforsyningskretsen. Deretter stabiliseres 12 volt til 5 volt ved hjelp av en 7805 lineær stabilisatorbrikke - denne spenningen brukes til spennings- og strømindikasjonskretsen. En spenning på -5 volt skapes også kunstig for å drive operasjonsforsterkeren til spennings- og strømindikasjonskretsen. I prinsippet kan du bruke en hvilken som helst tilgjengelig voltmeter og amperemeterkrets for en gitt strømforsyning, og hvis ikke nødvendig, kan dette spenningsstabiliseringstrinnet utelukkes. Som regel brukes måle- og indikasjonskretser, bygget på mikrokontrollere, som trenger strømforsyning i størrelsesorden 3,3 - 5 volt. Tilkoblingen av amperemeteret og voltmeteret er angitt i diagrammet.

På bildet er et trykt kretskort med en mikrokontroller - et amperemeter og et voltmeter, festet til panelet med bolter som er skrudd inn i muttere som er sikkert limt til plasten med superlim. Denne indikatoren har en strømmålegrense på opptil 9,99 A, noe som tydeligvis ikke er nok for denne strømforsyningen. I tillegg til displayfunksjonene er strøm- og spenningsmålemodulen ikke lenger involvert på noen måte i forhold til hovedkortet til enheten. Enhver erstatningsmålemodul er funksjonelt egnet.

Spennings- og strømstyringskretsen er basert på fire operasjonsforsterkere (LM324 brukes - fire operasjonsforsterkere i en pakke). For å drive denne mikrokretsen er det verdt å bruke et strømfilter på elementene L1 og C1, C2. Oppsettet av kretsen består i valg av elementer merket med en stjerne for å stille inn kontrollområdene. Justeringskretsen er satt sammen på et separat kretskort. I tillegg, for en jevnere strømregulering, kan du bruke flere variable motstander koblet på riktig måte.

For å stille inn frekvensen til omformeren, er det nødvendig å velge verdien av kondensatoren C3 og verdien til motstanden R3. Diagrammet viser en liten plate med beregnede data. For høy frekvens kan øke tapene på krafttransistorer ved bytte, så du bør ikke la deg rive med, det er optimalt, etter min mening, å bruke en frekvens på 70-80 kHz, eller enda mindre.

Nå om parametrene for vikling eller tilbakespoling av transformator Tr2. Jeg brukte også basen fra gamle datamaskinstrømforsyninger. Hvis du ikke trenger høy strøm og høy spenning, kan du ikke spole tilbake en slik transformator, men bruk en ferdig, koble viklingene deretter. Men hvis det kreves mer strøm og spenning, må transformatoren spoles tilbake for å få et bedre resultat. Først av alt må vi demontere kjernen vi har. Dette er det mest avgjørende øyeblikket, siden ferritter er ganske skjøre, og du bør ikke bryte dem, ellers er alt søppel. Så for å demontere kjernen, må den varmes opp, siden for liming av halvdelene bruker produsenten vanligvis epoksyharpiks, som mykner når den varmes opp. Åpne brannkilder skal ikke brukes. Elektrisk oppvarmingsutstyr er godt egnet, i et hjemmemiljø - dette er for eksempel en elektrisk komfyr. Når den er oppvarmet, skiller du forsiktig halvdelene av kjernen. Etter avkjøling fjerner vi alle de opprinnelige viklingene. Nå må du beregne det nødvendige antall omdreininger av transformatorens primære og sekundære viklinger. For å gjøre dette kan du bruke programmet ExcellentIT (5000), der vi setter omformerparametrene vi trenger og får beregningen av antall omdreininger i forhold til kjernen som brukes. Videre, etter vikling, må transformatorkjernen limes sammen igjen, det er også tilrådelig å bruke høyfast lim eller epoksyharpiks. Når du kjøper en ny kjerne, er det kanskje ikke behov for liming, siden halvdelene av kjernen ofte kan trekkes sammen av metallbraketter og bolter. Viklingene må vikles tett for å eliminere akustisk støy under drift av enheten. Om ønskelig kan viklingene fylles med en slags parafin.

De trykte kretskortene ble designet for Z4A-pakken. Selve saken gjennomgår mindre modifikasjoner for å sikre luftsirkulasjon for kjøling. For å gjøre dette bores flere hull på sidene og baksiden, og på toppen kutter vi et hull for viften. Viften blåser nedover, overflødig luft slipper ut gjennom hullene. Du kan plassere viften og omvendt slik at den suger luft ut av kabinettet. Faktisk er kjøling med en vifte sjelden nødvendig, dessuten, selv ved høy belastning, blir kretselementene ikke veldig varme.

Frontpaneler er også under utarbeidelse. Spennings- og strømindikatorer brukes med syv-segmentindikatorer, og som et lysfilter for disse indikatorene brukes en metallisert antistatisk film, som den der radioelementer er pakket med en markering av elektrostatisk følsomhet. Du kan også bruke en gjennomskinnelig film som limes på vindusruter, eller fargefilm til biler. Settene foran og bak kan tilpasses for å passe enhver smak. I mitt tilfelle er det en stikkontakt for tilkobling til en stikkontakt, et sikringsrom og en bryter på baksiden. På fronten er det strøm- og spenningsindikatorer, lysdioder for indikering av strømstabilisering (rød) og spenningsstabilisering (grønn), variable motstandsknotter for justering av strøm og spenning, og en hurtigkobling som utgangsspenningen er koblet til.

Når den er riktig montert, trenger strømforsyningen kun justering av reguleringsområdene.

Strømbeskyttelse (strømstabilisering) fungerer som følger: når den innstilte strømmen overskrides, sendes et signal til TL494-mikrokretsen for å redusere spenningen - jo lavere spenning, jo lavere strøm. I dette tilfellet lyser en rød LED på frontpanelet, og signaliserer overskudd av den innstilte strømmen, eller en kortslutning. I normal spenningsstabiliseringsmodus er den grønne LED-en på.

Hovedegenskapene til en pulserende laboratoriestrømforsyning avhenger hovedsakelig av elementbasen som brukes, i denne versjonen er egenskapene som følger:

• Inngangsspenning - 220 volt AC
• Utgangsspenning - 0 til 30 volt DC
• Utgangsstrømmen er mer enn 15A (faktisk testet verdi)
• Spenningsstabiliseringsmodus
• Gjeldende stabiliseringsmodus (kortslutningsbeskyttelse)
• Indikasjon av begge modusene med lysdioder
• Liten størrelse og vekt med høy effekt
• Justering av strøm- og spenningsbegrensning

Oppsummert kan det bemerkes at laboratoriestrømforsyningen viste seg å være av tilstrekkelig høy kvalitet og kraftig. Dette lar deg bruke denne versjonen av strømforsyningen både for å teste noen av dine egne kretser, og opp til lading av bilbatterier. Det er også verdt å merke seg at utgangskapasitansene er ganske store, så det er bedre å unngå kortslutninger, siden utladning av kondensatorer med stor sannsynlighet kan skade kretsen (den vi er koblet til), men uten denne kapasitansen , vil utgangsspenningen bli dårligere - det vil øke krusningen. Dette er en funksjon av impulsenheten; i en analog strømforsyning overstiger ikke utgangskapasiteten 10 μF, som regel på grunn av dens kretsløp. Dermed får vi en universell laboratoriebryterstrømforsyningsenhet som er i stand til å operere i et bredt spekter av belastninger praktisk talt fra null til titalls ampere og volt. Strømforsyningen har perfekt bevist seg både når man driver små kretser under testing (men her vil kortslutningsbeskyttelse ikke hjelpe mye på grunn av den store utgangskapasiteten) med et forbruk i milliampere, og i bruk i situasjoner der det er behov for stor utgangseffekt under min magre erfaring innen elektronikk.

Jeg laget denne laboratoriestrømforsyningen for omtrent 4 år siden, da jeg akkurat begynte å ta de første skrittene innen elektronikk. Så langt ikke et eneste havari gitt at det ofte har fungert langt over 10 ampere (lading av bilbatterier). Når han beskriver på grunn av lang produksjonstid, kunne han ha gått glipp av noe, legg til spørsmål, kommentarer i kommentarfeltet.

Programvare for å beregne transformatoren:

Jeg fester kretskort til artikkelen (voltmeter og amperemeter er ikke inkludert her - absolutt alle kan brukes).

Liste over radioelementer

En TL494CN mikrokrets produsert av TEXAS INSTRUMENT (USA) brukes som en kontrollkrets. Den produseres av en rekke utenlandske firmaer under forskjellige navn. For eksempel produserer SHARP (Japan) mikrokretsen IR3M02, FAIRCHILD (USA) - iA494, SAMSUNG (Korea) - KA7500, FUJITSU (Japan) - MB3759, etc. Beskrivelse av TL494 på engelsk i *.PDF-format fra TEXAS INSTRUMENT (USA) eller fra MOTOROLA.

Alle disse mikrokretsene er fulle analoger av den innenlandske mikrokretsen KR1114EU4. La oss vurdere i detalj strukturen og driften av denne kontrollmikrokretsen. Den er spesielt designet for å kontrollere strømdelen til UPS-en og inneholder (fig. 1):

DA6 sagtann spenning generator; frekvensen til GPN bestemmes av karakterene til motstanden og kondensatoren koblet til 5. og 6. pinne, og i den betraktede strømforsyningsklassen er den valgt lik omtrent 60 kHz;

Referansestabilisert spenningskilde DA5 (Uref = + 5V) med ekstern utgang (pinne 14);

Dødsone komparator DA1;

PWM komparator DA2;

Spenningsfeilforsterker DA3;

Forsterker av feil på signalet til strømbegrensende DA4;

To utgangstransistorer VT1 og VT2 med åpne kollektorer og emittere;

Dynamisk push-pull D-trigger i frekvensdelingsmodus med 2 - DD2;

Hjelpelogiske porter DD1 (2-ELLER), DD3 (2.), DD4 (2.), DD5 (2-ELLER-IKKE), DD6 (2-ELLER-IKKE), DD7 (IKKE);

DC spenningskilde med en rating på 0,1B DA7;

DC-kilde med 0,7mA-klassifisering DA8.

Styrekretsen vil starte, dvs. på pinnene 8 og 11, vil en sekvens av pulser vises hvis noen forsyningsspenning påføres pinne 12, hvis nivå er i området fra +7 til +40 V.

Hele settet med funksjonelle enheter som utgjør TL494 IC kan betinget deles inn i digitale og analoge deler (digitale og analoge signalveier).

Den analoge delen inkluderer feilforsterkere DA3, DA4, komparatorer DA1, DA2, sagtannspenningsgenerator DA6, samt hjelpekilder DA5, DA7, DA8. Alle andre elementer, inkludert utgangstransistorene, utgjør den digitale delen (digital bane). Pinouten til TL494-kontrollmikrokretsen er vist i (fig. 2)

La oss i begynnelsen vurdere arbeidet med den digitale veien.

Tidsdiagrammer som forklarer operasjonen til mikrokretsen er vist i fig. 3. Fra tidsdiagrammene kan det sees at øyeblikkene for utseendet til utgangskontrollpulsene til mikrokretsen, så vel som deres varighet (diagram 12 og 13) bestemmes av tilstanden til utgangen til det logiske elementet DD1 (diagram 5). Resten av "logikken" utfører bare en hjelpefunksjon for å dele utgangspulsene DD1 i to kanaler. I dette tilfellet bestemmes varigheten av utgangspulsene til mikrokretsen av varigheten av den åpne tilstanden til utgangstransistorene VT1, VT2. Siden begge disse transistorene har åpne kollektorer og emittere, kan de kobles sammen på to måter.

Når den er slått på i henhold til skjemaet med en felles emitter, fjernes utgangspulsene fra de eksterne kollektorbelastningene til transistorene (fra pinnene 8 og 11 på mikrokretsen), og selve pulsene rettes nedover fra det positive nivået (det ledende kantene på pulsene er negative). Transistorenes emittere (pinne 9 og 10 på mikrokretsen) i dette tilfellet er som regel jordet. Når den er slått på i henhold til skjemaet med en felles kollektor, kobles eksterne belastninger til transistorens emittere og utgangspulsene, rettet i dette tilfellet av overspenninger oppover (forkantene til pulsene er positive), fjernes fra emitterne av transistorene VT1, VT2. Samlerne til disse transistorene er koblet til strømbussen til kontrollmikrokretsen (Upom).

Utgangspulsene til de gjenværende funksjonelle enhetene som utgjør den digitale delen av TL494-mikrokretsen er rettet oppover, uavhengig av mikrokretskoblingskretsen.

Trigger DD2 er en push-pull dynamisk D-trigger. Prinsippet for driften er som følger. På den fremre (positive) kanten av utgangspulsen til DD1-elementet, blir tilstanden til D-inngangen til DD2-flip-flop-en skrevet inn i det interne registeret. Fysisk betyr dette at den første av de to triggerne som er inkludert i DD2 er byttet. Når pulsen ved utgangen til element DD1 slutter, på bakkanten (negativ) av denne pulsen, blir den andre vippen i DD2 byttet, og tilstanden til DD2-utgangene endres (informasjon lest fra inngang D vises ved utgang Q). Dette eliminerer muligheten for opptreden av en opplåsingspuls på basis av hver av transistorene VT1, VT2 to ganger i løpet av en periode.

Så lenge nivået til pulsen ved inngangen C til flip-flop DD2 ikke har endret seg, vil tilstanden til dens utganger ikke endres. Derfor blir pulsen overført til utgangen til mikrokretsen gjennom en av kanalene, for eksempel den øvre (DD3, DD5, VT1). Når pulsen ved inngang C slutter, bytter DD2-utløseren, låser den øvre kanalen og låser opp den nedre kanalen (DD4, DD6, VT2). Derfor vil den neste pulsen som ankommer inngang C og inngangene DD5, DD6 bli overført til utgangen til mikrokretsen via den nedre kanalen. Således bytter hver av utgangspulsene til elementet DD1 med sin negative flanke vippen DD2 og endrer derved kanalen til den neste pulsen. Derfor indikerer referansematerialet for kontrollmikrokretsen at arkitekturen til mikrokretsen gir undertrykkelse av en dobbel puls, dvs. eliminerer utseendet til to opplåsingspulser basert på samme transistor i en periode.

La oss vurdere i detalj en periode med drift av den digitale kretsen til mikrokretsen.

Utseendet til en opplåsingspuls basert på utgangstransistoren til den øvre (VT1) eller nedre (VT2) kanal bestemmes av logikken til DD5, DD6 ("2 OR-NOT") elementene og tilstanden til DD3, DD4 ("andre") elementer, som igjen bestemmes av tilstanden til DD2-utløseren.

Logikken til 2-ELLER-NOT-elementet er som du vet at en høynivåspenning (logikk 1) vises ved utgangen til et slikt element i det eneste tilfellet hvis lave spenningsnivåer (logisk 0) er tilstede ved begge av sine innganger. Med andre mulige kombinasjoner av inngangssignaler, utgangen til element 2 ELLER IKKE er det et lavt spenningsnivå (logisk 0). Derfor, hvis det ved utgangen Q til DD2-utløseren er en logisk 1 (moment t1 i diagram 5 i fig. 3), og ved utgangen / Q - en logisk 0, så ved begge inngangene til DD3 (2И)-elementet det vil være logisk 1, og derfor vil en logisk 1 vises ved utgangen DD3, og dermed ved en av inngangene til DD5 (2OR-NOT) elementet til den øvre kanalen. Derfor, uavhengig av nivået til signalet som kommer til den andre inngangen til dette elementet fra utgangen til element DD1, vil tilstanden til utgangen DD5 være logisk O, og transistoren VT1 vil forbli i lukket tilstand. Utgangstilstanden til DD4-elementet vil være logisk 0, siden logisk 0 er tilstede ved en av inngangene til DD4, som kommer der fra utgangen / Q på DD2 flip-flop. Logisk 0 fra utgangen til elementet DD4 går til en av inngangene til elementet DD6 og lar pulsen passere gjennom den nedre kanalen.

Denne pulsen med positiv polaritet (logisk 1) vil vises ved utgangen til DD6, og derfor på grunnlag av VT2 for tiden for pausen mellom utgangspulsene til DD1-elementet (dvs. for tiden når en logisk 0 er tilstede ved utgangen til DD1 - intervallet t1 -t2 diagram 5 fig. 13). Derfor åpner transistoren VT2 og en puls vises på kollektorutkastet nedover fra det positive nivået (i tilfelle av å slå på i henhold til skjemaet med en felles emitter).

Begynnelsen av den neste utgangspulsen til element DD1 (moment t2 i diagram 5 i fig. 13) vil ikke endre tilstanden til elementene i den digitale banen til mikrokretsen, med unntak av element DD6, ved utgangen som en logisk 0 vises, og derfor vil transistoren VT2 lukkes. Fullføring av utgangspulsen DD1 (moment t3) vil føre til en endring i tilstanden til utgangene til utløseren DD2 til det motsatte (logisk 0 - ved utgangen Q, logisk 1 - ved utgangen / Q). Derfor vil tilstanden til utgangene til elementene DD3, DD4 endres (ved utgangen til DD3 - logisk 0, ved utgangen til DD4 - logisk 1). Pausen ved utgangen til element DD1 som begynte på tidspunkt t3 vil gjøre det mulig å åpne transistoren VT1 til den øvre kanalen. Logisk 0 ved utgangen til element DD3 vil "bekrefte" denne muligheten, og gjøre den om til et ekte utseende av en opplåsingspuls basert på transistor VT1. Denne impulsen varer til t4, hvoretter VT1 lukkes og prosessene gjentas.

Dermed er hovedideen til den digitale kretsen til mikrokretsen at varigheten av utgangspulsen ved pinnene 8 og 11 (eller ved pinnene 9 og 10) bestemmes av varigheten av pausen mellom utgangspulsene til DD1 element. Elementene DD3, DD4 bestemmer kanalen for passasje av pulsen på et lavnivåsignal, hvis utseende veksler på utgangene Q og / Q på flip-flop DD2, kontrollert av det samme elementet DD1. Elementene DD5, DD6 er matching på lavt nivå.

For en fullstendig beskrivelse av funksjonaliteten til mikrokretsen, bør en annen viktig funksjon bemerkes. Som det fremgår av funksjonsdiagrammet på figuren, kombineres inngangene til elementene DD3, DD4 og bringes til pinne 13 på mikrokretsen. Derfor, hvis en logisk 1 tilføres til pinne 13, vil elementene DD3, DD4 fungere som repeatere av informasjon fra utgangene Q og/Q til flip-flop DD2. Samtidig vil elementene DD5, DD6 og transistorene VT1, VT2 bytte med en faseforskyvning med en halv periode, og sikre driften av kraftdelen til UPSen, bygget i henhold til en push-pull halvbrokrets. Hvis en logisk 0 mates til pinne 13, vil elementene DD3, DD4 bli blokkert, dvs. tilstanden til utgangene til disse elementene vil ikke endres (konstant logisk 0). Derfor vil utgangspulsene til DD1-elementet virke på DD5-, DD6-elementene på samme måte. Elementene DD5, DD6, og dermed utgangstransistorene VT1, VT2, vil bytte uten faseskift (samtidig). Denne driftsmodusen til kontrollmikrokretsen brukes hvis strømdelen til UPS-en er laget i henhold til en enkeltsykluskrets. I dette tilfellet kombineres kollektorene og emitterne til begge utgangstransistorene til mikrokretsen for å slå på.

Utgangsspenningen til den interne kilden til Uref-mikrokretsen brukes som en "hard" logisk enhet i push-pull-kretser (pinne 13 på mikrokretsen er kombinert med pinne 14). La oss nå se på driften av den analoge kretsen til mikrokretsen.

Tilstanden til DD1-utgangen bestemmes av utgangssignalet til PWM DA2-komparatoren (diagram 4), som kommer til en av DD1-inngangene. Utgangssignalet til DA1-komparatoren (diagram 2), levert til den andre inngangen til DD1, påvirker ikke tilstanden til DD1-utgangen i normal drift, som bestemmes av de bredere utgangspulsene til PWM-komparatoren DA2.

I tillegg kan det sees fra diagrammene i fig. 3 at når spenningsnivået ved den ikke-inverterende inngangen til PWM-komparatoren (diagram 3) endres, vil bredden på utgangspulsene til mikrokretsen (diagram 12, 13) endres. vil endre seg proporsjonalt. Ved normal drift bestemmes spenningsnivået ved den ikke-inverterende inngangen til DA2 PWM-komparatoren kun av utgangsspenningen til DA3-feilforsterkeren (siden den overskrider utgangsspenningen til DA4-forsterkeren), som avhenger av nivået til tilbakemeldingssignal ved dens ikke-inverterende inngang (pinne 1 på mikrokretsen). Derfor, når et tilbakemeldingssignal påføres pin 1 på mikrokretsen, vil bredden på utgangskontrollpulsene endres proporsjonalt med endringen i nivået til dette tilbakemeldingssignalet, som igjen endres proporsjonalt med endringene i nivået på UPS-utgangsspenningen, siden tilbakemeldingen starter derfra.

Tidsintervallene mellom utgangspulsene ved pinnene 8 og 11 på mikrokretsen, når begge utgangstransistorene VT1 og VT2 er lukket, kalles "døde soner". Komparator DA1 kalles "død sone" komparator, fordi den definerer minimum mulig varighet.

La oss forklare dette mer detaljert.

Fra tidsdiagrammene i fig. 3 følger det at hvis bredden på utgangspulsene til PWM-komparatoren DA2 av en eller annen grunn avtar, vil utgangspulsene til DA1-komparatoren starte fra en viss bredde på disse pulsene. utgangspulser fra PWM-komparatoren DA2 og vil begynne å bestemme tilstanden til det logiske utgangselementet DD1, og dermed. bredden på utgangspulsene til mikrokretsen. Med andre ord begrenser DA1-komparatoren utgangspulsbredden til mikrokretsen til et visst maksimalt nivå. Begrensningsnivået bestemmes av potensialet ved den ikke-inverterende inngangen til DA1-komparatoren (pinne 4 på mikrokretsen) i stabil tilstand. På den annen side vil imidlertid potensialet ved pinne 4 bestemme breddegradsjusteringen av utgangspulsene til mikrokretsen. Med økende potensial ved pinne 4, smalner dette området inn. Det bredeste justeringsområdet oppnås når potensialet ved pinne 4 er 0.

Imidlertid er det i dette tilfellet en fare forbundet med det faktum at bredden på "dødsonen" kan bli lik 0 (for eksempel ved en betydelig økning i strømmen som trekkes fra UPS-en). Dette betyr at kontrollpulsene på pinnene 8 og 11 til mikrokretsen vil følge direkte etter hverandre. Derfor kan en situasjon kjent som "søylesammenbrudd" oppstå. Det forklares av tregheten til krafttransistorene til omformeren, som ikke kan åpne og lukke umiddelbart. Derfor, hvis det samtidig påføres et blokkeringssignal til basen av den tidligere åpnede transistoren, og et opplåsingssignal til basen av den lukkede transistoren (dvs. med en null "død sone"), vil en situasjon vise seg. når en transistor ennå ikke er lukket, og den andre allerede er åpen.

Deretter oppstår et sammenbrudd langs halvbroens transistorstativ, som består i flyten av gjennomstrøm gjennom begge transistorene. Denne strømmen, som kan sees fra diagrammet i fig. 5, omgår primærviklingen til krafttransformatoren og er praktisk talt ubegrenset. Nåværende beskyttelse fungerer ikke i dette tilfellet, fordi strømmen flyter ikke gjennom strømsensoren (ikke vist i diagrammet; utformingen og prinsippet for drift av strømsensorene som brukes vil bli diskutert i detalj i de påfølgende avsnittene), noe som betyr at denne sensoren ikke kan sende et signal til kontrollen krets. Derfor når gjennomstrømmen en svært høy verdi på svært kort tid.

Dette fører til en kraftig økning i kraften som frigjøres på begge krafttransistorer og deres nesten øyeblikkelige svikt (som regel sammenbrudd). I tillegg kan diodene til strømlikeretterbroen bli skadet av innstrømmingen av gjennomstrømmen. Denne prosessen ender med en sprunget nettsikring, som på grunn av sin treghet ikke har tid til å beskytte kretselementene, men bare beskytter primærnettverket mot overbelastning.

Derfor er kontrollspenningen; tilført til basene til krafttransistorer bør være utformet på en slik måte at først en av disse transistorene vil lukkes pålitelig, og først da vil den andre åpne seg. Med andre ord, mellom styrepulsene påført basene til krafttransistorene, må det nødvendigvis være en tidsforskyvning som ikke er lik null ("død sone"). Den minste tillatte varigheten av "dødsonen" bestemmes av tregheten til transistorene som brukes som strømbrytere.

Arkitekturen til mikrokretsen lar deg justere verdien av minimumsvarigheten til "dødsonen" ved å bruke potensialet ved pin 4 på mikrokretsen. Dette potensialet stilles inn ved hjelp av en ekstern deler koblet til utgangsspenningsbussen til den interne referansekilden til Uref-mikrokretsen.

Noen UPS-versjoner har ikke en slik skillelinje. Dette betyr at etter fullføringen av mykstartprosessen (se nedenfor), blir potensialet ved pinne 4 på mikrokretsen lik 0. I disse tilfellene vil den minste mulige varigheten av "dødsonen" fortsatt ikke bli 0, men vil bli bestemt av den interne spenningskilden DA7 (0, 1B), som er koblet til den ikke-inverterende inngangen til komparatoren DA1 med sin positive pol, og til pinne 4 på mikrokretsen - negativ. På grunn av inkluderingen av denne kilden kan således bredden på utgangspulsen til komparatoren DA1, og derfor bredden på "dødsonen", under ingen omstendigheter bli lik 0, noe som betyr at "sammenbrudd langs stativet" vil være grunnleggende umulig.

Med andre ord, i arkitekturen til mikrokretsen er det en begrensning av maksimal varighet av utgangspulsen (minimumsvarigheten til den "døde sonen").

Hvis det er en deler koblet til pinne 4 på mikrokretsen, etter en myk start, er ikke potensialet til denne pinnen 0, derfor bestemmes bredden på utgangspulsene til DA1-komparatoren ikke bare av den interne kilden DA7, men også av restpotensialet (etter fullføringen av mykstartprosessen) ved pinne 4. Men samtidig, som nevnt ovenfor, blir det dynamiske området for breddejusteringen til PWM-komparatoren DA2 innsnevret.

Hovedparametrene er М1114ЕУ3, М1114ЕУ4.

Upit.chips (pinne 12) - Upit.min = 9V; Upit.max = 40V
Tillatt spenning på inngangen DA1, DA2 ikke mer enn Upit / 2
Tillatte parametere for utgangstransistorene Q1, Q2:
Uns mindre enn 1,3V;
Uke mindre enn 40V;
Ik.max mindre enn 250mA
Restspenningen til kollektor-emitteren til utgangstransistorene er ikke mer enn 1,3V.
Jeg konsumerte av mikrokretsen - 10-12mA
Tillatt effekttap:
0,8W ved en omgivelsestemperatur på +25C;
0,3W ved en omgivelsestemperatur på +70C.
Frekvensen til den innebygde referansegeneratoren er ikke mer enn 100 kHz.

Konklusjoner М1114ЕУ4 samsvarer fullt ut med de ovenfor oppførte utenlandske analogene, og samsvaret mellom konklusjonene М1114ЕУ3 og М1114ЕУ4 er presentert nedenfor.

М1114ЕУ4 - 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
М1114ЕУ3 - 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3